中国地质大学光伏并网发电模拟装置

C2000参赛项目报告（命题组）题目：基于TMS320F28027的光伏并网发电模拟装置学校：中国地质大学（武汉)指导教师：叶敦范（教授）参赛队成员名单(含个人教育简历):张怀、本科生、中国地质大学(武汉）代红波、本科生、中国地质大学（武汉)邓巧、本科生、中国地质大学（武汉)光伏并网发电模拟装置张怀、代红波、邓巧（中国地质大学(武汉）机械与电子信息学院邮编:430074)摘要：该系统采用TI公司的C2000处理器TMS320F28027作为光伏并网发电模拟装置的控制核心。DC-AC电路采用由TMS320F28027产生的SPWM波控制的电压型全桥式电路，开关功率元件选用功率场效应管IRF3205。输入30V直流电压，经过逆变器DC-AC转换后用工频隔离变压器进行升压。系统具有最大功率点跟踪功能，输出电压的频率与模拟电网电压的正弦参考信号的频率以及相位保持一致，即具有频率跟踪和相位跟踪功能。系统具有过流、欠压保护功能以及故障排除后自动恢复功能。关键字:TMS320F28027；DC-AC；最大功率点跟踪；频率跟踪；相位跟踪Abstract：ThesystemchoosesTICompanyC2000processorTMS320F28027asphotovoltaicgrid—connectedinvertersystemcontrolcoredevice.DC-ACcircuitusesSPWMwaveproducedbyTMS320F28027tocontrolthevoltagetypebridgecircuit，andswitchingpowercomponentsselectthepowerMOSFETIRF3205.ThesystemMaximumpowerpointtrackingsystemhasthefunctionofoutputvoltage,frequencyandvoltagereferencesignalfrequencysinewaveandconsistentwithphasefrequencytrackingandphasetrackfunction。Systemwiththeflow,protectionfunctionsandtroubleshootingautomaticallyrestorefunction。Keywords：TMS320F28027；DC-AC；maximumpowerpointtrace；frequencytracking;Phasetrack引言我们所选的是题目一，要求是制作模拟光伏电网装置，用直流稳压电源US和电阻RS模拟光伏电池，uREF为模拟电网电压的正弦参考信号,要求完成输出信号与参考信号同频同相，并实现最大频率跟踪。由于传统型能源的消费给我们的生态环境带来了恶劣的影响，因此世界各国都在积极寻找一种可持续发展且无污染的绿色能源。太阳能光伏发电作为洁净的和未来最有希望的发电方式之一，越来越受到人们的重视,而光伏发电系统的逆变器控制就是其中一个非常重要的研究课题。本系统就是研究基于DSP的光伏并网模拟装置。为了使逆变器输出的交流电流为稳定的高质量的正弦波,且与电网电压严格同频同相,逆变器的控制至关重要。本系统采用TMS320LF28027芯片实现光伏并网模拟装置的方法，该方法简单实用,便于修改。而且实现了同频同相控制,具有最大频率跟踪功能，输出正弦波失真度小。实验结果表明该方法应用于光伏并网逆变系统中具有很好的控制效果。系统指标类型序号项目与指标测试记录基本要求(1）最大功率点跟踪功能RL=30Ω时，测量RS=30Ω和RS=36Ω时的Ud,分别记为Ud1和Ud2US=59.9VUd1=29.4V，Ud2=28.4VRS=30Ω时，测量RL=30Ω和RL=36Ω时的Ud,分别记为Ud1和Ud2US=59。9VUd1=29。4V，Ud2=30.4V(2）频率跟踪功能：RS=RL=30Ω时，测量不同fREF下的fFfREF=45HzfF=44.99HzfREF=50HzfF=50.02HzfREF=55HzfF=55.01Hz(3)RS=RL=30Ω时，测量效率:≥60%满分，每降低1％扣1分Uo1=26。7VIo1=0.89Ud=28.5VId=1。05=80.22％（4）RS=RL=30Ω时，测量uo的失真度：THD≤5％满分,每增加1%扣1分THD=2.5％（5)欠压保护有动作电压Ud（th）=25V（6)过流保护功能有动作电流Io（th)=1.5发挥部分（1）≥80%满分=80.220％(2）THD≤1％满分,每增加1%扣1分THD=2。5％(3）相位跟踪功能：RS=RL=30Ω时，测uF与uREF的相位差测量不同fREF下的:=11。7°:=14.4°：=7。9°测量容性负载下的:=11.7°:=14。4°：=18.6°(4)自动恢复功能有系统方案总体介绍本系统的系统总体框图如图3所示，系统主要由DSP控制器，DC-AC逆变器，逆变器驱动电路，LC滤波电路，过流保护,欠压保护电路组成。信号处理部分以TMS320F28027DSP芯片作为控制和测量的核心，并且由DSP产生两路SPWM波,选用IR2103芯片作为驱动电路，为了防止后面的电路对DSP造成干扰,采用高速光耦进行隔离，系统的总体框图1如所示.图1系统总体框图图1系统总体框图SPWM产生原理PWM控制方式就是对逆变电路开关器件的通断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制.这里需要用到采样控制理论中的一个重要结论:冲量相等而形状不同的脉冲，加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。将PWM技术引进单相全桥逆变电路既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率，同时还能可以很好地解决谐波问题。DSP由内部的EPWM模块定时器进行计数，定时器的周期寄存器装载三角载波周期所需要的计数值,同时将正弦波各个比较点的幅值取出,送给EPWM的比较寄存器，当定时器的计数值与比较寄存器的值相等时,发生比较匹配。定时器继续计数直至达到周期寄存器的值,发生周期匹配，一个三角载波周期结束。如果需改变三角载波频率和比较值，只需改变相应的周期寄存器和比较寄存器的值，相应的引脚即输出宽度不等的PWM波.在整个过程中，三角载波和正弦波并没有出现，它们只是一种抽象的波形。以下是PWM波发生的简要示意图（如图2所示）。图2SPWM波产生原理示意图同频控制原理为了使逆变之后的正弦信号与并网信号同频，先利用电压整形电路将电网电压正弦参考信号整成方波，将方波信号接入DSP的捕获引脚CAP1上，由DSP捕获方波信号的上升沿，如图4所示，由CAP1引脚输入端方波，捕获两次,即并网信号的一个周期，，TMS320F28027为CAP1分配一个时钟基准，并设置递增的计数模式；CAP1引脚捕捉方波信号的上升沿,并记录此时定时器的值，MOD4CTR来计算捕获的次数，相邻两次定时器值之差就是所测电网电压的周期，用该周期作为正弦调制波的周期,CAP1和CAP2两个寄存器分别记录第一次捕获和第二次捕获的定时器的值。通过调整PWM周期寄存器的值，相应的调整信号的频率，进而达到同频控制的目的。图3同频控制原理同相控制原理同步锁相是光伏并网系统一项关键的技术，其控制精确度直接影响到系统的并网运行件能。倘若锁相环电路不可靠,在逆变器与电网并网工作切换过群中会产生逆变器与电网之间的环流，对没备造成冲击，这样会缩短设备使用寿命，严重时还会造成设备的损坏。图4同相控制连接示意图图4同相控制连接示意图要做到同步锁相，首先要产生同步信号。将电网电压信号经整形产生同步方波信号,当DSP检测到同步信号的上跳沿时（在同相控制中有捕获方波信号的上升沿），便产生同步中断，将同步方波信号输入DSP的外部中断口GPIO18，捕捉电网电压的过零点，主要是采集正弦信号的下降沿，同时程序采用了一个辅助寄存器ARx(x=0，1,2,⋯，7）进行SPWM波的计数.一个完整的半周期SPWM波需要取64个点进行比较。在同步中断中,在上升沿CAP1发生中断时,ARx的初值设为64,以后每比较一次，辅助寄存器值减1。如果在下降沿发生中断时，该寄存器的值不为0，则需要改变SPWM波的三角载波的频率以进行锁相调整。下面是计算调整后的发生SPWM波的相关定时器周期寄存器T1PR值的公式：NT′=NT—（x/64)NT=(1-x/64）NT式中，x是ARx中的值.x的值大于0时，表示SPWM波滞后x个点,NT减小以加快三角载波的频率;相反则表示超前x个点,此时x为负值,NT增大以减慢三角载波的频率。由于ARx计数时,当其中的数小于0时,它会从0FFFFH开始往下递减，负数在DSP内部以补码形式存储,0FFFFH就是-1的补码,所以根本不用考虑超前还是滞后,只需按上面的公式即可算得新的NT值。这样就实现了输出电流与网压的同相。最大功率跟踪控制原理干扰观测法是日前实现常用的方法之一。其原理是每隔一定的时间增加或者减少电压，并观测其后的功率变化方向，并决定下一步的控制信号。这种控制算法一般也采用功率反馈，即使用两个传感器对直流母线电流及其两端的电压分别采样。这种控制方法虽然算法简单，且易于硬件实现，但是响应速度很慢，只适用于那些光照强度变化非常缓慢的场合。而且稳态情况下，这种算法会导致光伏阵列的实际工作点在最大功率点附近小幅振荡，因此会造成一定的功率损失而光照发生快速变化时，跟踪算法可能会失效，判断得到错误的跟踪方向。本系统采用的是PI算法，最大频率跟踪即MPPT控制原理，由于模拟电源US=60V，而其内阻RS在30Ω～36Ω内变化,MPPT需要及时、准确地采样当前电压Ud，并与前一时刻的电压值比较，及时调整PWM，从而使。本系统采用PI控制算法来实现MPPT。其控制策略如图5所示:PI控制PI控制算法调节SPWM波c(t)r(t)图5MPPT算法控制策略图5MPPT算法控制策略PI算法指的是比例控制和积分控制在积分控制中，比例控制是一种最简单的控制方式。其控制器的输出与输入误差信号成比例关系。当仅有比例控制时系统输出存在稳态误差（Steady-stateerror）。控制器的输出与输入误差信号的积分成正比关系.对一个自动控制系统，如果在进入稳态后存在稳态误差，则称这个控制系统是有稳态误差的或简称有差系统(SystemwithSteady—stateError).为了消除稳态误差,在控制器中必须引入“积分项"。积分项对误差取决于时间的积分，随着时间的增加,积分项会增大。这样,即便误差很小，积分项也会随着时间的增加而加大，它推动控制器的输出增大使稳态误差进一步减小，直到等于零。因此，比例+积分（PI）控制器,可以使系统在进入稳态后无稳态误差。以上讨论的这种方法的实现过程，其中对于输出电压值与电流值的获得可以通过lO位的A／D转换器来实现。但对于转换精度的要求会很严，需要仔细的来选取。由于用此种方法，有其良好的稳定性和可靠性,故在目前的光伏并网系统中被较多的采用。3、6理论分析与参数计算3、6、1MPPT参数计算PI控制算法是根据最大功率的电压来输出电压，是与输出电压值一一对应的。(1）当=0，在最大功率点处（2)当>0，在最大功率点左边(3）当〈0，在最大功率点右边因为==I+=，因此通过判断,即G+dG的符号，就可以确定工作点的位置了。其控制方法的流程为：先设定Un，In为新测得的电压与电流值:而Uo,Io为存储器中存储的旧值。开始读入新值Un，In后，先与旧值Uo,Io进行比较，得到一个差值，即，，由于要作分母，故首先要判断是否为零.若为零，则判断是否为零，如果与均为零，则说明扰动前后阻抗值不变,即达到了最大频率：若为零，不为零，则需要相应的增大或减小扰动值。若不为零，则可以作分母,此时就要判断式子的符号。如果为零,表明此时达到了最大功率点:如果大于零，说明在最大功率点左边,需要增加扰动:如果小于零，说明在最大功率点右边，则需要减少扰动。整个系统最后要达到，其直流电源系统原理图如图6所示。图6直流电源系统图6直流电源系统同频、同相控制方案采用DSPTMS320F28027的捕获功能测量并网信号的频率，利用DSP的外部中断测量并网信号与输出信号的相位差,从而调节SPWM的周期，进而实现系统的同频同相。如图7所示，为该系统同频同相控制策略。比较器比较器并网信号方波信号捕获功能误差信号输出信号PI调节SPWM周期外部中断SHAPE图7同频同相控制策略图7同频同相控制策略将并网信号整成方波信号后,通过捕获功能记录并网信号的周期，并通过寄存器记录，修改SPWM的周期.相位的控制时通过并网信号零点产生外部中断,通过寄存器记录误差信号，3、6、3提高系统效率的方法开关频率是影响逆变器效率的主要因素之一。开关频率越大，半个周期内的脉冲数越多,则输出正弦波失真度越小,因此，希望尽量提高开关频率,以改善输出特性。但是开关损耗随着开关频率的增加而增加，开关频率越大，开关器件的损耗也就越多，又面临效率问题，所以选择合适的开关频率是提高系统效率的重要环节.考虑到题目对失真度的要求THD≤1%（发挥部分的指标）,开关频率也不能太低.结合实际电路的多次测试，选用6。4KHz作为本系统的开关频率。开关器件的导通损耗不可以忽略，所以对于开关器件的选择也很重要,本系统选择功率场效应管IRF3205作为开关元件，其导通电阻只有8mΩ,导通压降很低，系统在RS=RL=30Ω时,工作电流约为1A，其损耗较小，能满足题目对DC—AC变换器效率。相对于其他满足题目耐压值的开关器件，如：IRF9450、IRFP450来说，它们的导通电阻分别为200mΩ，400此外，滤波器的设计也很重要。该系统采用的是单极点LC低通滤波器,若是电感取值太大,则电路损耗也随之加大,效率跟不上，而又要达到滤波的效果，因此，选好滤波器的参数很重要.3、6、4滤波器参数计算为了使逆变器输出电压正弦化，必须设置滤波器，本系统采用单极点LC低通滤波器。由电感线圈L和输出滤波电容成的"L”型滤波器，又称为电感输入式滤波器。图是其电路结构和电流波形。电感线圈对高频成分呈现很高的感抗，而电容对高频成分呈现很小的容抗,从而达到在电路中抑制纹波和平滑直流的作用。滤波电感除了抑制纹波电流或电压外，还承担其他很多作用，如降低输入电流的峰值和输入滤波电容的纹波电流，因为次级滤波电感折算到一次侧的电感量与（Np／Ns）2成正比.降低滤波电容C中流过的高频纹波电流。降低开关管的集电极峰值电流和开关损耗。减小轻载时的负载变化,只要在滤波电感L设计时的电感量大于临界负载电流所对应的电感量，电流就不会出现断续，电压也不会出现过压现象,起着稳定输出的作用。图8滤波器的设计因此，由以上提到的几点来看（包括在上一小节提高效率方法中提到的)，电感的取值很重要,不能太大,也不能太小。电感的大小影响电流的变化速度，连接电感L越小，系统的输出电流io变化越小；L越大，io变化越慢.要使光伏发电模拟系统流入电网信号的变化率能够迅速跟踪给定电流信号，则其变化率能力dio/dt须大于给定电流信号的变化率dio＊/dt，所以：,也即（1）又由于装置开关器件开关频率的限制，电感量L不能取得太小，否则电流波动剧烈，系统输出谐波含量大，主电路无法正常工作，所以，（2）式中Δt为控制周期，Δi为每个控制周期内允许的最大电流波动值。由（1）（2）两个式子可得电感L的取值范围是:经多次实际电路实验，结合题目对失真度的要求输出滤波器的截止频率的1/10，也即640Hz左右。当负载RL=30Ω时，则系统的截止频率计算公式，又有，且R=(0.5～0.8）RL，为了保持较好的输出特性以及滤波效果,本系统选取R=0.6RL，因此，计算得：=4。48mH=20。86uF在实际电路的调试中，该滤波器的设计能得到正弦波，但是在正弦信号的半周期内高频分量较多，且是一些很尖的纹波，这些是共模干扰。共模干扰是有共模电流流到次级，而次级对地的阻抗很高,所以就形成尖峰电压。示波器看的是两点的电位差，共模是对地的,所以在示波器上不稳定。其解决方法是在另一端加一个约100uH的电感。滤波效果较好，且加入的电感很低，故对系统的效率影响不大,可忽略不计。值得一提的是，电感的磁芯采用的是高频特性好的铁硅铝，滤波效果更好。图9LC低通滤波硬件设计DC-AC主回路DC—AC主回路如图4所示，采用功率MOSFETIRF3205作为逆变器开关器件，它的优点是导通电阻小,只有8mΩ，导通压降低，速度快，驱动电路损耗功率小，并且不存在热电二次击穿现象，从而提高系统的安全性能。同时,由于Ud的电压在30V左右,考虑到开关器件在开关掉过程中，寄生电感会产生感生电动势，并加到开关器件上，所以开关器件的耐压值至少要高于Ud最大值的1.5倍，即至少为45V，而IRF3205的VDSS=55V。驱动电路选用的是IR2103，它的芯片集成度高，可同时驱动同一桥臂的上、下两只开关器件，动态响应快，驱动能力强，芯片内置520ns死区时间,防止了统一臂桥上两个功率开关直通而造成短路，保证了系统的安全运行。综合考虑到各种情况,芯片自举电容采用4.7uF,自举二极管采用快恢复二极管IN4007。图10DC—AC主回路DC—AC主回路采用全桥逆变系统，利用DSP芯片产生两路相差180°的SPWM波，也就是说在同一桥臂上下两个功率开关的驱动信号是互补的信号，即Q1、Q2的通断状态互补，Q3、Q4的通断状态互补。四个对角的开关功率臂以每个对角线的一个开关管为一组，依次导通和关断，在负载一端就产生交替的正负电压，形成交流输出。当此交替导通的频率与负载所需的交流频率相同时，其输出的电压就为方波电压.当开关管以比逆变交流输出电压高许多的频率开关,且每次开关的脉宽按照正弦波的幅值调制时，就变成了正弦波脉宽调制输出的逆变器，加滤波器后其输出的电压波形就是正弦波输出逆变器。驱动电路与开关电路的距离要尽可能的短，以防止外界干扰。过流保护电路本系统采用外围电路完成过流保护。题中要求动作电流Io（th)=(1。5±0.2）A,由于电流不方便测量，选用电流互感器将电流取出。电流互感器输出电流与输入电流之比为1：2000，取样电阻选为1KΩ，这样就把电流转换成电压,且输出电压的有效值在1V左右。将从电流互感器出来的电压接入交流有效值检测电路，检测电路选用TI公司的OP07运放作为主要器件。OP07是高精度运放，输入电压的范围是0—±14V，供电电压的范围也很宽,为±3-±18。由两个二极管D7、D8构成半波整流电路,将交流电转换成半波形式，再通过由C9和R27组成的平滑滤波电路，将交流电整成近似直流电压。在实际调试过程中，这个交流有效值检测电路虽然没有预期中有那么好的整流效果，但是已经能够满足要求，故选用这个电路。经交流有效电路转换成的直流输入比较器LM311的同向输入端，用R30和R45分压，使反向输入端设定为1。5V输入，由于从LM311输出的电流不够驱动继电器正常工作，所以选用三极管9013对其进行放大,当过流时,驱动继电器完成电路的关断.也即当有效值检测电路输出的电压值小于1.5V时，比较器LM311输出高电平，经三极管放大后,驱动继电器关断，保证系统的安全；当比较器输入端电压值大于1。5V时，比较器LM311输出低电平，就是说电流控制在规定范围内，系统正常工作.过流保护电路如图11所示.图11过流保护电路欠压保护电路将R1=7。5MΩ，R2=500KΩ的两个电阻串联接在Ud输入端与地的两端,将R2的两端电压作为取样电压（图中未画出来）。因为动作电压Ud（th）=（25±0.5)V,故当欠压时，取样电压输出值将小于1。5V，正常时取样电压为1.8V。将取样电压直接输入到比较器LM311的反向输入端，同向输入端接R29与可调电阻R44，调节R44的值，与R29分压，使Vref电压为取样电压的正常值1。8V。与过流保护电路原理相同，比较器后也要接三极管9013对其进行放大，才能使得继电器正常工作。当有取样电压的值小于1。5V时，也即系统工作在欠压状态时，比较器LM311输出高电平，经三极管放大后，驱动继电器关断，保证系统的安全；当比较器输入端电压值大于1。5V时，比较器LM311输出低电平,系统正常工作。欠压保护电路如图12所示。图12欠压保护电路比较整形电路为了实现系统输出信号与并网信号同频同相，对于正弦参考信号uREF采取比较整形电路，将正弦波整成同频率的方波信号，并由DSP捕获该方波信号的上升沿及下降沿，完成与并网信号同频的控制。比较整形电路的主要器件是TI公司的LM311.LM311是高速电压比较器，工作电压范围很宽，既可以单电源供电,也可以双电源供电，可与RTL、DTL、TTL以及MOS电路相匹配。且LM311在低频段的整形效果很好，这样可以很好的完成同频同相当控制。为了减小整形电路对DSP的影响，选用高速光耦TLP521－1进行隔离，而且对整个系统的稳定性有很大的帮助。在实际调试过程中，也达到了预期效果。图13比较整形电路光耦隔离电路耦合器以光为媒介传输电信号,光耦合器一般由三部分组成:光的发射、光的接收及信号放大.输入的电信号驱动发光二极管（LED),使之发出一定波长的光，被光探测器接收而产生光电流，再经过进一步放大后输出。这就完成了电-光—电的转换,从而起到输入、输出、隔离的作用。又由于光耦合器的输入端属于电流型工作的低阻元件，因而具有很强的共模抑制能力。且光耦的信号是单向传输，输入端与输出端完全实现了电气隔离,输出信号对输入端无影响，抗干扰能力强，工作稳定，无触点,使用寿命长，传输效率高。系统采用6N136光耦合器将DSP于开关器件隔离,采用TLP521将比较器与DSP隔离。6N136是一款用于单通道的高速光耦合器，其内部有一个850nm波长AlGaAsLED和一个集成检测器组成,其检测器由一个光敏二极管、高增益线性运放及一个肖特基钳位的集电极开路的三极管组成。具有温度、电流和电压补偿功能,高的输入输出隔离，LSTTL/TTL兼容，高速（典型为10MBd)，5mA的极小输入电流。其电路图如图14所示。图14光耦隔离电路系统软件设计5、1软件总体框图系统软件设计采取模块化设计方案，将完成特定功能的子程序组合成功能模块，由主监控程序统一调用。软件总体框图如图15所示。系统软件包含的主要功能模块有：初始化模块,MPPT控制模块，同频同相控制模块以及中断模块，其中初始化模块包括GPIO初始化、PIE初始化、EPWM初始化、AD初始化、ECAP初始化。软件总体框图如图5.1所示:GPIO初始化GPIO初始化PIE初始化EPWM初始化AD初始化ECAP初始化系统初始化初始化模块主监控模块中断模块AD中断模块ECAP中断模块EPWM中断模块MPPT控制模块同频同相控制模块图15软件总体框图5、2初始化模块初始化模块负责F28027全局变量的初始化操作.F28027的初始化包括系统初始化,GPIO初始化，EPWM模块初始化，PIE初始化，AD模块初始化等。本系统中将F28027的CPU时钟配置为60MHZ，GPIO初始化模块中,所用的I/O口根据系统的功能要求和连接将其配置为外设功能，其余GPIO口悬空。PIE模块初始化包括中断控制寄存器和中断向量表的初始化。EPWM模块初始化包括对周期寄存器TBR及比较寄存器CMPA,CMPB的初始化，主要用来产生SPWM波.ECAP模块是系统的主要部分，用于测量信号频率、周期、脉宽。ECAP寄存器的初始化是由测量精度、方法及其在系统中的工作方式决定的。全局变量的初始化包括程序中所要使用的各种标志变量及参数的初始化.5、3SPWM产生本系统的SPWM波的产生主要用DSP由软件控制产生，DSP由内部的通用定时器进行计数,定时器的周期寄存器装载三角载波周期所需要的计数值，同时将正弦波各个比较点的幅值取出，送给定时器的比较寄存器，当定时器的计数值与比较寄存器的值相等时,发生比较匹配。在软件设计中，首先先建立正弦表，在一个完整的正弦周期中，采样128个点,根据等面积发计算出个点的脉宽值，转换成计时步阶，供SPWM波产生中断子程序调用。计数器TBR不断和index的值进行比较,达到设定值63时,产生中断,TBR重新计时。中断服务子程序用来修改SPWM信号的占空比。其流程图如图所示。YYNYTBR计数满进中断flag=1第二路SPWM波第一路SPWM波index=index+1index=63index=0flag=~flag出中断N图16SPWM波产生流程图5、4同频同相控制模块进行同频控制时，整体思想是测量并网信号的频率，然后根据测量的频率改变TBR的数值,从而使输出的信号跟踪并网信号的频率。本系统采用DSPCAP1引脚捕获并网信号的上升沿，并将所测得的数值记录在CAP1和CAP2寄存器内（CAP1记录第一次的数值，CAP2记录第二次的数值）.在产生SPWM程序中，每经过1s的时间产生，启动一次频率测量功能,测量完毕后，重新计算TBR寄存器中的值。其控制流程图如图所示。读取前一次读取前一次TAR值计算并网频率退出中断记录当前TAR值ECAP中断图17同频控制流程图在进行同频控制时，也可进行同相控制.在并网信号的上升沿时,采用GPIO18引脚进行外部中断,在同步中断中，在上升沿CAP1发生中断时,ARx的初值设为128，以后每比较一次，辅助寄存器值减1。补充一点,ARx的初值设为128是因为产生SPWM波的正弦表中采样128个点。当下降沿来的时候，也即过零点的时候,若辅助寄存器的值为0，则表示输出信号与并网信号同相，若辅助寄存器中的值大于或小于零，则表示输出信号与并网信号有相位差，需要通过调整SPWM波的占空比来调节。5、5AD中断模块由于题目要求不能使用外部AD,只能利用DSP内部的资源。本系统采用的DSP是TMS320LF28027芯片,其内部集成了模拟／数字（AD)转换模块。该模块是一个12位、具有流水线结构的模数转换器,内置双采用保持器，课多路选择16通道输入，快速转换时间运行在25MHz，16个转换结果寄存器可工作在连续自动排序模式或启动/停止模式。本系统的AD采样，主要用于MPPT和欠压保护的电压值，判断是否大于预定值。其工作流程图如图18所示.NNYAD中断计算采样电压值是否大于预定值减小SPWM波占空比增大SPWM波占空比中断返回图18AD控制模块流程图创新本系统合理地选用的各个电路的主要芯片，使系统达到题目要求的指标。（1）合理利用DSP内部资源产生两路SPWM波,控制两对开关器件的闭合，实现电压型全桥逆变电路。DSP芯片工作频率高，利用正弦波查表的方法产生SPWM波,使输出信号的频率精度高达0.1%.（2）硬件部分使用了TI公司推出的高速比较器来实现对被测信号的整形，方法简单、实用、经济,而且对被测信号的极性无要求，扩展范围广。充分体现了TI器件功能强、实用性的特点，优化了设计,使系统更简单，性价比更高。测试方案与测试结果分析7、1测试方案（1）测试使用的仪器测试使用的仪器设备如表2所示.表2测试使用的仪器设备序号名称、型号、规格数量备注1UA9205N万用表1UYIGAO2LINI—TUT2003万用表1LINI—T公司3EE1411型合成函数信号发生器1南京电讯仪器厂4TektronixTDS1002示波器1Tektronix公司5YB1732A3A2绿杨公司(2）测试方法测试连接图如图19所示。图19测试连接图7、2测试条件及测试结果（1）最大功率点跟踪（MPPT）功能测试（测试条件：RS和RL在30Ω~36Ω范围内变化）测试结果如表3所示。表3最大功率点跟踪测试结果RS（Ω)303333363336RL（Ω)303033333636US（V）606060606060Ud(V）29.829.029.629。030.329。8误差0。6%3.3%1。3％3。3%1.0%0.67%Ud=1/2Us，相对偏差的绝对值不大于2.0%（平均值）.(2）频率跟踪功能测试(测试条件:当fREF在45Hz~55Hz范围内变化）测试结果如表4所示。表4频率跟踪功能测试结果fREF（Hz）45。0046。0047。0048.0049。0050.00fF（Hz）44.9946.1047。0347.9849。0949.99fREF(Hz)51。0052.0053.0054.0055.0056.00fF（Hz）51。0351.9952。9854。0455.1156。06Uf的频率fF=fREF，相对偏差绝对值不大于0.5%。（3）DC-AC变换器的效率测试(RS=RL=30Ω）测试结果如表5所示。表5逆变器的效率测试结果Ud（V）I