级联h桥型sacom的多dsp系统谐波变换控制

级联h桥型sacom的多dsp系统谐波变换控制

0动态调度系统的基本原理传统的抗阻滞带和冲击带将电气系统面临着能耗污染和电压闪变等能耗问题。随着智能电网和独立小型电网的发展，能耗问题日益严重。作为配电系统电能质量调节的有效手段,级联H桥型静止无功补偿器(staticsynchronouscompensator,STATCOM)成为研究热点,并代表着灵活交流输电系统(flexibleACtransmissionsystems,FACTS)的发展方向。相对于传统的变压器多重化结构的STATCOM,级联H桥型STATCOM具有无多重化接入变压器、效率高,便于模块化设计等优点。本文首先对单极倍频调制进行双重傅里叶分析,从理论上分析该调制算法结合载波移相算法后对单模块有功功率的影响,并且通过对各模块边带谐波的矢量分析得到系统的等效开关频率与单模块个数、载波移相角度的关系以及单模块有功功率差异大小与开关频率的关系;然后提出一种单模块间载波轮换的新型调制算法,针对在调制波过零点处切换与非过零点处切换的问题,得出在系统存在扰动情况下,过零点切换输出电压较为稳定的结论,并且详细解析这种算法在多DSP系统中的实现,即如何实现单模块的同步切换与调制波过零点切换;最后通过仿真与实验的结果验证该调制算法的正确性与可行性。1单调单通道spwm双重傅里叶分析1.1h桥型stat国际习惯法传统的傅里叶变换只是针对输出电压波形进行单一函数的分析,必须在已知开关角的情况下才能分析出基波以及所有的谐波特性,而双重傅里叶分析将正弦调制波与三角载波看作两个独立的变量,只需要已知调制比、载波比、载波与调制波的初始相位关系就能够分析出通过调制后的电压阶梯波中基波与谐波的幅值相位信息。傅里叶分解是指任意满足狄利克雷条件的周期函数都可以用一个各次正弦谐波的无穷级数形式来表示。而对于任何一个满足狄利克雷条件的二元函数f(x,y),也可以用以下双重傅里叶形式展开:其中:假设单极倍频调制所用的正弦调制波频率为ωs,初始相位角为0°,三角载波频率为ωc,初始相位角为-π/2,载波比为3,调制比为M。正弦调制波和三角载波通过二维展开的波形图如图1所示。图1中三角载波与正弦波的初始调制过程在y轴上表示,直线l是三角载波沿x轴方向折叠展开得来的,依据单极倍频调制规则,输出波形是f(x,y)轴上的单极性阶梯波。定义在两条正弦波包裹的空白区域里f(x,y)=E,阴影区域为f(x,y)=-E,平面内其他区域f(x,y)=0,则f(x,y)的函数表达式适用于直线l位于f(x,y)=E,f(x,y)=-E区域的线段上。在这些线段上f(x,y)的函数值恰好对应着单极倍频SPWM所产生的输出电压波形。依据式(2)在区域内对f(x,y)进行积分,将得到的Amn、Bmn代入式(1)中:式中Jn(x)为贝塞尔函数,是在积分过程中用来定义不可积函数的。引入时间函数t,将x、y表示为t的函数,则三角载波与正弦调制波随时间变化的关系为此时,f(x,y)可替换成f(t):已知调制比、载波比、三角载波与正弦调制波初始相位关系,即可分析得出级联H桥型STATCOM中单模块交流侧输出电压基波与各次谐波的幅值与相角信息。由式(6)可知,输出电压含有基波分量与频率为载波频率偶数倍附近的边带谐波分量,等效开关频率为实际开关频率的两倍。在级联H桥系统中,假设有N个模块,单个模块三角载波初始相位角错开π/N,级联输出的交流侧电压有如下表达式:假设N=3时,画出3个模块各次边带谐波的矢量图,如图2所示。当偶数m≠6k(k=1,2,…)时,3个模块的各次边带谐波分量在空间内均匀分布,矢量叠加为零,只有当m=6k(k=1,2,…)时,各个模块的边带谐波分量幅值与相角均相等,叠加后与单模块相比成3倍关系。当N等于其他整数时有类似结论。式(8)给出了f(t)的最终表达式,由式(8)可知,级联输出的交流侧电压中只含有基波分量与频率为载波频率2N倍附近的边带谐波分量,等效开关频率为实际开关频率的2N倍。当移相角度为2uf070/N时,可以得到类似分析。但是此时只有当N为奇数时,2N次以下的谐波分量才会完全抵消,N为偶数时达不到类似效果。当移相角度为uf070/N时,不论N为奇数或者是偶数,都可以使等效开关频率为实际开关频率的2N倍。1.2基波分量的影响本文在级联H桥系统中分析单极倍频CPS-SPWM调制策略给单模块带来的有功功率不平衡的问题。如图3所示,模块数N=3,假定级联H桥系统交流侧外接一个稳定的交流电流源。由式(6)可知,单个模块的基波由两个部分组成,第1部分MEsin(ωst)只与正弦调制波有关系,3个模块的正弦调制波是一致的,因此3个模块的这一部分基波分量是一致的;第2部分的基波分量是由边带谐波映射到基波产生的,此部分的基波分量需要满足以下条件:定义ωc/ωs=k,n=1-mk,当载波比较大时,即开关频率比较高的时候,k值较大,n的绝对值也较大,则Jn(x)较小,到一定程度时Jn(x)可以近似认为等于零;当载波比小,开关频率较低时,这一部分的基波分量就不能忽略。3个模块的三角载波初始相位角存在差异,m一定时,3个模块在特定边带谐波群映射到基波频带产生的基波分量幅值相等、相位不等,叠加起来时每个模块的基波分量会在幅值和相角上存在不一致的情况;由于3个模块的串联关系,即流过的瞬时电流相等,则每个模块输入的有功功率不一致,反应在直流侧即3个模块电容电压值有差异,电容电压的差异会近一步导致有功功率的不一致,使电容电压呈发散状态直至系统崩溃。通过对单模块直流侧电流对电容充放电效应的研究也可得出类似结论。在三角载波存在相位差时,单模块直流侧电流对电容充放电一定存在不对等的情况,则模块间直流侧电压会存在差异。2波形交换性能2.1单模块工作特性的比较为消除载波移相中三角载波的差异对单模带来的有功功率不相等的现象,将各个模块的三角载波在一段时间后进行反复的周期轮换,同时为了保持级联系统交流侧输出电压良好的谐波特性,这种轮换必须在模块间有机进行。下文以模块数N=3、载波频率为100Hz、调制比为5/6的情况进行说明。图4为载波轮换调制示意图。如图4(a)所示,在3个模块的调制过程中,载波的切换周期为一个正弦调制波周期,在3个正弦调制波周期内恰好完成轮换。从级联输出的七电平阶梯波中可知,输出波形没有受到载波轮换的影响,保持了原有良好的谐波特性。从第1部分的分析中可知,在3个调制波周期内每个模块的有功功率保持动态平衡。为实现这种动态的平衡过程,每个模块的切换周期必须是正弦调制波周期的整数倍,同时切换时刻应该在3个模块中保持同步,否则如图2所示的谐波相位关系会不存在,必定影响输出电压与电流的质量。图4(a)中的切换时刻发生在调制波的过零点处。假设切换时刻不在调制波的过零点处,即在切换周期内正弦调制波初始相角不为零度,只要满足切换周期是正弦调制波周期的整数倍,同样可使单模块有功功率实现动态平衡,如图4(b)所示。在载波轮换的物理实现过程中,假如模块间的切换过程有一定误差,即不能完全保证同步切换,这时与非过零点切换相比,在过零点切换对输出电压的影响较小。图5为假设3个模块切换时刻相差30uf0b0(相对于三角载波)时过零切换与非过零切换的调制过程与输出电压的仿真波形。图5中非过零切换的切换时间在正弦调制波相角为uf070/2时,非过零切换调制使级联输出电压在波峰处出现异常,而过零切换调制的输出电压在过零点处出现异常。分别对两种情况下不同时间段的输出电压进行傅里叶分析,结果如表1所示。过零切换与非过零切换电压波形3个周期内THD值相差不大,但是从每个周波的THD值来看,过零切换的电压波动程度小于非过零切换,更有利于输出电流的波形质量。在载波轮换的物理实现过程中,假如模块间的切换过程有一定误差,即不能完全保证同步切换时,与非过零点切换相比,在过零点切换对输出电压的影响较小。图5为假设3个模块切换时刻相差30uf0b0(相对于三角载波)时过零切换与非过零切换的调制过程与输出电压的仿真波形。2.2模块dsp控制原理多DSP系统级联H桥型STATCOM的结构如图6所示。模块1的DSP采集单个模块的直流侧电压信号经过CAN总线传送到主控DSP中,主控DSP采集电网电压与输出电流信号做电压电流的双闭环控制,并将计算出的正弦调制波通过SPI同步串行通信接口同时传递给3个模块的DSP,模块DSP中调制波与三角载波进行比较,发出脉冲信号触发IGBT完成开关动作。为实现3个模块中载波移相的关系与载波轮换的同步,并且使切换过程发生在调制波过零点处,主控DSP发送调制波并产生比较信号,模块DSP捕获调制波的SPI中断与比较信号的CAP中断,同时根据单模块中CNT的值对三角载波计数器进行初始赋值。具体实现过程流程图如图7所示。在这种载波移相与载波轮换的实现方法中,与文献相比,模块DSP每一个CAP捕获中断都会对三角载波计数器赋值,能够避免模块间不同晶振带来的时钟周期差异长时间累加后对三角载波相位的影响。同时,载波切换时刻由模块中SPI中断计数器CNT决定,SPI的高速同步功能与可编程的通讯速率保证了切换时刻的同步与准确性。3模板控制方式实验平台如图6所示基于多DSP系统的单相级联H桥型STATCOM结构,具体实验参数如表2所示。为验证载波轮换调制对单模块有功功率的动态平衡作用,在不使用载波轮换调制和使用载波轮换调制两种情况下做了实验(以一种工况为例),如图8所示。图中,U1、U2、U3分别为3个模块直流侧电容电压值;u0为网侧电压波形;i为装置输出电流波形,参考方向为从电网流向装置。装置在1s后进入高频整流状态,2s后突加无功电流指令。由图8(a)、(d)的对比可知,使用载波轮换调制时模块直流侧电压的均衡程度较好;由图8(b)、(e)的对比可知,由于直流侧电压均衡程度较好,输出电流波形更趋近与正弦;图8(c)、(f)对电流波形进行了20次谐波范围内的THD分析,在没有使用载波轮换时电流波形THD值为67.027%,使用载波轮换调制后THD降到2.515%。模块间硬件寄生参数的差异对直流侧电压的稳定也会有较大影响,仅使用载波轮换调制虽然从理论上可使各个模块有功功率达到动态平衡,但是在实际系统中还必须加上适当的直流侧电压均衡控制才能保证装置长时间的稳定运行。文献给出了一种基于单个模块瞬时有功功率平衡的均压策略,本文采用此种均压策略与载波轮换调制策略相结合的控制方式,控制系统的稳态与暂态实验结果如图9所示。图9(a)为控制系统的暂态实验波形,电流指令在1s时发生突变,可以看出控制系统具有良好的暂态性能;图9(b)、(c)是装置工作在两种额定工况下的稳态波形,从电流波形可知,其相角与电网电压满足超前或者滞后90uf0b0的关系;从电流的高频段傅里叶分析中可知,开关频率处谐波群在6kHz附近,与设计相符。图9(d)、(e)分别是两种工况下输出电流5个周波内低频段傅里叶分析,THD分别为3.147%、1.611%(均指50次谐波内),满足并网要求。4spwm调制策略1)将载波移相单极倍频调制运用在级联系统中的初衷是使等效开关频率提高,输出电压与电流谐波含量减少。但是三角载波相角差异会使每个模块交流侧输出电压中的边带谐波映射带基波频带那部分的基波含量不同,特别是在开关频率不高的应用场合,由此产生的模块间有功功率不平衡问题较明显。2)针对模块间有功功率不平衡这个问题,从调制本身入手,在不改变输出电压谐波特性的同时提出了一种与载波移相单极倍频调制相结合的载波轮换调制策略,并且针对同步切换与过零点切换这两个问题详细叙述了这种调制策略在多DSP系统的级联H桥型STATCOM中的实现方法,实验结果证明,这种调制策略能够使模块间有功功率达到一种动态平衡状态,并且系统有良好的暂态与稳态特性。这种SPWM调制策略也可拓展应用到其他多电平结构中。3)多DSP系统不同于以往DSP+FPGA的组网模式。在多DSP系统中因为上层与下层均有处理器能够进行数据运算,上层控制只需要将同一数据传送给下层控制器,然后在每个下层控制器中单独实现算法,有利于数据的实时处理与装置的模块化。4)双重傅里叶分析应用于波形调制时有明显优势,在已知三角载波与正弦调制波初始相角的前提下就能够分解出基波与各次谐波的幅值相位信息。如果适时改变三角载波相角,可以调节输出电压的谐波相位信息,为解决由谐波引起的问题如谐振问题等提供了新思路。单极性倍频的载波移相正弦脉宽调制(carrierphase-shiftedsinusoidalpulsewidthmodulation,CPS-SPWM)技术在级联H桥型STATCOM中得到广泛应用。相比于其他运用在大功率多电平变换器结构中的调制策略,如阶梯波脉宽调制、消除特定次谐波调制、多电平电压空间矢量调制等,单极倍频载波移相SPWM具有易于实现、在等时间内单模块开关次数几乎相等、能够在较低的开关频率下获得良好的输出电压谐波特征等优势。但是在运用单极倍频载波移相SPWM调制时,三角载波的差异会引起输入单个模块的有功功率不相等,影响直流侧电压的均衡。当单个模块直流侧电容电压不相等时,输出电压总谐波畸变率(totalharmonicdistortion,THD)增加,同时也会