宽输入电压下全桥型llc串联谐振变换器的最优轨迹控制

宽输入电压下全桥型llc串联谐振变换器的最优轨迹控制

0最优轨迹控制方法与台式振动检测器相比，lc-ms变换器有许多优点，广泛应用于绿色照明、通信电源、新能源能耗变换等领域。与半桥型相比,全桥型LLC变换器变换相同功率时开关管电流应力更低,因而在中、大功率场合应用更广。在现有的LLC变换器研究方法中,扩展描述函数法、虚拟网络分析仪、基波分析法等理论较复杂且设计出的控制器仅能应用于特定的工作点附近。针对变换器的大信号动态行为,基于状态平面图的最优轨迹控制方法可以获得较好的控制效果。文献提出的一种简化的最优轨迹控制方法降低了传统方法的复杂度,但所提方法只对输入电压恒定、开关频率在谐振频率附近的情况进行了讨论。变换器在宽输入电压条件下的行为特性及控制方法尚需进一步研究。本文将根据宽输入条件下时域增益曲线的性质讨论变换器参数选取原则,并在此基础上通过优化负载变化时状态轨迹的迁移路径提出一种能适应宽输入要求的最优轨迹控制策略。1精神状态轨迹方程图1所示为全桥型LLC串联型谐振变换器主电路,Cr是谐振电容,Lm是变压器励磁电感,变压器一次侧漏感L1k作为谐振电感。不考虑电路损耗,且假设输出电容C足够大使得输出电压Uo恒可保持恒定。LLC变换器的谐振频率:,变换器可工作在fm<fs<fr、fs=fr或fs>fr模式。fm<fs<fr时,变换器的一个开关周期分为四个模态,时域波形和稳态状态轨迹如图2所示。模态1:谐振电容和谐振电感参与谐振,励磁电感被输出电压箝位,谐振槽端电压为Uin-nUo。电路的状态方程经标准化处理,得到状态轨迹方程:下角标N表示标准化后的量,状态平面图的横轴为UCrN,纵轴为iLlKN,状态轨迹是以(1-nUoN,0)为圆心的圆弧,半径ρ取决于初始状态。模态2:谐振电容、谐振电感和励磁电感参与谐振,谐振槽端电压为Uin。实际电路中的励磁电感远大于谐振电感,可以认为励磁电流保持不变。得到标准化后的状态轨迹方程:,状态轨迹是以(1,0)为中心的椭圆弧。模态3、模态4分别和模态1、模态2类似,只是谐振槽端电压分别变成了nU0-Uin和-Uin,相应的状态轨迹方程的圆弧圆心和椭圆弧中心分别为(nUON-1,0)、(-1,0)。模态2、4的工作过程分别与模态1、3类似,但谐振槽的端电压分别变成了-nU0-Uin、nU0+Uin,状态轨迹方程分别为:2混合控制器的设计由以上状态平面分析可知,当负载由Iol突增到Ioh,要求开关频率降低,使励磁电感参与谐振,以增大状态轨迹半径,对应的最优状态轨迹迁移路径如图4所示,即图中t2到t3段状态轨迹沿着椭圆弧迁移,这个过程相当于模式一的模态2,t3到t4以及t4到t5分别相当于模式一的模态3、4。由文献知,LLC变换器在模态1和模态3的谐振电感电流的有效值为圆弧半径,由前分析可知模态2、模态4励磁电感电流等于谐振电流且近似不变,即im(t2)=iLlK(t2)=nU0Tr/(4Lm),由直角三角形UCrN(t2)=πI0lZ0/2nUin+(1-nUoN),取过渡轨迹在两个稳态轨迹中间位置,则UCrN(t3)=π(Iol+Ioh)/4nUon/Zo)。t2到t3阶段恒定的谐振电流给谐振电容充电,因此可以得到脉宽增加量Δt1,其中Tspre是调节前开关周期。负载由Ioh突变到Iol,要求开关频率增大,以减小状态轨迹半径,对应的最优状态轨迹迁移路径如图5所示。图中t2到t3段相当于模式二的模态2,t3到t4以及t4到t5分别相当于模式一的模态3、模式二的模态4。考虑到模态2、4的圆弧半径较大,这个阶段谐振电容电压近似恒定。由于迁移前后励磁电流相等即iLm(t5)=iLm(t1),上下桥臂MOSFET的驱动信号脉宽必须相等,即t1到t2圆弧的角度必须和t3到t4的圆弧的角度相等。根据状态轨迹两个半周期的对称性和相似三角形原理知过渡轨迹的半周期为,得到减少的脉冲宽度为根据以上分析所设计的混合控制器的控制框图如图6所示。首先根据Uin变化改变驱动频率调节Uo并保存当前Uin值,然后实时检测负载电流,当负载变化超过阈值时调用最优轨迹控制,否则使用PID调节器。3基波近似法仿真由改进的最优轨迹控制的简化过程可知,模态2、4励磁电流和谐振电容电压的变化越小,则计算得到的驱动信号脉宽增量越准确。因此设计宽输入LLC变换器的参数时需要考虑对模态2、4的励磁电流和谐振电容电压的影响。运用基波近似法得到增益曲线电感比K=Lm/LlK,品质因数Q=Zoπ2/(8n2RL)。开关频率远离谐振频率时,由基波分析法得到的增益要略小于实际增益,此处不影响最大增益的讨论。图7为不同K值和Q值下能达到的峰值增益,可以看出K和Q值越大则峰值增益越小,并且为适应宽输入要求,K和Q本身是矛盾的。考虑到大的电感比更能使模态2、4的励磁电流和谐振电容电压变化小,越符合改进的最优轨迹控制的近似条件,故应取较大的K值,再选择Q值。Q值亦有最小值约束,最小值由设定的最大启动电流、启动频率决定。以上分析说明设计宽输入的关键是约束电感比K和Q值的最大值,需要根据增益曲线折衷选取。4psim环境下特性为验证所提方法,设计了全桥LLC变换器,输入电压150~240V,输出电压24V,额定功率400W,输出电流10~20A,变压器变比n=10,谐振频率110kHz。算得最大增益为1.6,最小增益1。设定启动频率为3倍谐振频率,要求最大启动电流不超过10A,算出Q不能小于0.22。根据图7选择K=7,Q=0.3,设计的谐振网络参数为:LlK=50μH、Cr=42nF、Lm=350μH。仿真证明在设定的输入和输出范围下,所取K、Q值能使模态2和4的励磁电感电流和谐振电压基本保持恒定。在PSIM环境中使用DLL模块编写控制程序,控制电压Uc经过压控振荡器产生开关管驱动信号。由文献知,LLC变换器在低输入电压、大负载情况下有最坏的小信号动态特性,以此为基准设计补偿器。使用PSIM获得150V输入、20A输出情况下的控制到输出的波特图,并依此设计了补偿器,输入电压从150V阶跃变化到240V,输出电压波形如图8所示,在全输入范围内能够实现输出电压调节。输入电压230V,负载由15A突变到20A,算出减少的脉宽为0.652μs。单独PID控制和混合控制的状态轨迹图、输出电压和谐振电流波形如图9所示。可以看出单独PID控制的轨迹经过较长时间才稳定,且在最终稳态轨迹附近出现较大的振荡,输出电压峰峰值约400mV。混合控制的过渡轨迹只有大约两个开关周期,且最终稳态轨迹附近的振荡要小得多,调节时间短且峰峰值不到200mV。输入电压为180V,负载由20A增加到12A,算得应减少的脉宽为0.512μs。仿真波形如图10所示。由上图可以看出,混合控制能够较好地优化状态轨线迁移路径,能够降低因负载变化导致的调节时间和电压波动。5tf>fr时的时域生长特性本文给出一种实现宽输入条件下全桥LLC变换器控制的混合控制策略及与此策略对应的变换器参数选取原则。理论分析和仿真实验表明,折衷选取变换器参数后,本文所提出的改进的最优轨迹控制策略可以达到预期的控制效果。文中提到的数字控制程序可移植至DSP、FPGA等硬件平台,用以实现实际装置的控制并提高其控制灵活性。fs>fr时LLC变换器的时域波形和稳态状态轨迹如图3所示。