直流双极式可逆PWM调速系统设计

.PAGE.-..-可修遍-..理工大学华夏学院信息工程系课程设计任务书课程名称：运动控制系统指导教师：班级名称：开课系、教研室：自动控制题目2:直流双极式可逆PWM调速系统设计初始条件：1.直流电机参数：PN＝10KW，UN＝220V，IN＝55A，nN＝1000r/min，Ra＝0.4Ω，直流它励励磁电压220V，电流1.6A2.进线交流电源：三相380V3.采用永磁式测速发电机，参数为：23W，110V，0.21A，1900r/min，要求完成的主要任务:1.ASR及ACR电路设计2.转速反应和电流反应电路设计3.集成脉宽调制电路设计〔如3524〕4.驱动电路设计〔如IR2110〕5.PWM主电路设计课程设计说明书应严格按统一格式打印，资料齐全，杜绝抄袭，雷同现象。满足如下要求：1．可逆运行，转速和电流稳态无差，电流超调量小于5％，转速超调量小于10％。2.对系统设计方案的先进性、实用性和可行性进展论证，说明系统工作原理。3.画出单元电路图，说明工作原理，给出系统参数计算过程。4.画出整体电路原理图，图纸、元器件符号及文字符号符合国家标准。指导教师签名：2016年11月19日直流双极式可逆PWM调速系统设计1任务分析1.1概述采用脉冲宽度调制的高频开关控制方式，形成了脉宽调制变换器—直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统或直流PWM调速系统。脉宽调制变换器是把脉冲宽度进展调制的一种直流斩波电路，脉宽调制，是利用电力电子开关器件的导通与关断，将直流电压变成连续的脉冲序列，并通过控制脉冲的宽度或周期到达变压的目的。 与V-M系统相比，PWM系统在很多方面有较大的优越性：1〕主电路线路简单，需用的功率器件少。2〕开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3〕低速性能好，稳态精度高，调速围宽，可达1：10000左右。4〕假设是与快速响应的电机配合，那么系统频带宽，动态响应快，动态抗干扰能力强。5〕功率开关器件工作在开关状态，道通损耗小，当开关频率适中时，开关损耗也不大，因而装置效率高。6〕直流电流采用不控整流时，电网功率因素比相控整流器高。由于有以上优点直流PWM系统应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能中，已完全取代了V-M系统。为到达更好的机械特性要求，一般直流电动机都是在闭环控制下运行。经常采用的闭环系统有转速负反应和电流截止负反应。1.2双闭环调速系统的构造图直流双闭环调速系统的构造图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，到达设计要求。图1双闭环调速系统的构造简化图1.3桥式可逆PWM变换器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。桥式可逆PWM变换器电路如图2所示。这时电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。图2桥式可逆PWM变换器电路双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图3所示。图3PWM变换器的驱动电压及输出电压、电流波形双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为如果定义占空比，电压系数，那么在双极式可逆变换器中调速时，的可调围为0～1相应的。当时，为正，电动机正转；当时，为负，电动机反转；当时，，电动机停顿。但电动机停顿时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停顿时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓"动力润滑〞的作用。1.4PWM调速系统的静特性由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比拟简单，电压平衡方程如下.按电压平衡方程求一个周期的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期的电压都是，平均电流用表示，平均转速，而电枢电感压降的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成那么机械特性方程式2电路设计桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图4所示。PWM变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容滤波，以获得恒定的直流电压。由于电容容量较大，突加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管，为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz，合上电源后，用延时开关将Rz短路，以免在运行中造成附加损耗。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这式电容器两端电压升高称作"泵升电压〞。为了限制泵升电压，用镇流电阻Rx消耗掉这些能量，在泵升电压到达允许值时接通。图4桥式可逆直流脉宽调速系统主电路2.1整流电源此电路用于产生±15V电压作为转速给定电压以及基准电压，如图5所示：图5给定及偏移电源电路2.2双环调节器电路为了实现闭环控制，必须对被控量进展采样，然后与给定值比拟，决定调节器的输出，反应的关键是对被控量进展采样与测量。2.2.1转速调节器转速反应电路如图6所示，由测速发电机得到的转速反应电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也参加一样时间常数的给定滤波环节。图6转速反应电路2.2.2电流调节器由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通滤波。此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数，以滤平电流检测信号为准。为了平衡反应信号的延迟，在给定通道上参加同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。图7转速反应电路2.3集成脉宽调制电路PWM生成电路如图8所示，SG3524生成的PWM信号经过一个非门转为两路相反的PWM信号，为了确保上下两桥臂不会直通发生事故，中间参加电容、进展逻辑延时，后面再加上非门和与门构成的板胡电路。图8PWM生成电路本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中IGBT的开关频率，选择适当的、值即可确定振荡频率。由初始条件知开关频率为10kHz，可以选择，。电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生，SG3524可为脉宽调制式推挽、桥式、单端及串联型SMPS(固定频率开关电源)提供全部控制电路系统的控制单元。由它构成的PWM型开关电源的工作频率可达100kHz,适宜构成100-500W中功率推挽输出式开关电源。SG3524采用是定频PWM电路,DIP-16型封装。由SG3524构成的根本电路如图9所示，由15脚输入+15V电压，用于产生+5V基准电压。9脚是误差放大器的输出端，在1、9引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器，可提高稳态精度。12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供部晶体管工作，由电流调节器输出的控制电压作为2引脚输入，通过其电压大小调节11、14引脚的输出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。图9SG4532管脚构成的电路图SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块部的斜波发生器、PWM比拟器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压和基准电压,振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非门,并由3脚输出。振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT和外接电阻器RT决定,其值为:f=1.15/RTCT。考虑到对CT的充电电流为(1.2-3.6/RT一般为30μA-2mA),因此RT的取值围为1.8kΩ~100kΩ,CT为0.001μF~0.1μF,其最高振荡频率为300kHz。开关电源输出电压经取样后接至误差放大器的反相输入端,与同相端的基准电压进展比拟后,产生误差电压Vr,送至PWM比拟器的一个输入端,另一个那么接锯齿波电压,由此可控制PWM比拟器输出的脉宽调制信号。2.4驱动电路IGBT驱动采用了集成芯片IR2110，IR2110采用14端DIP封装，引出端排列如图10所示。图10IR2110管脚图它的各引脚功能如下：脚1〔LO〕是低端通道输出；脚2〔〕是公共端；脚3〔Vss〕是低端固定电源电压；脚5〔Us〕是高端浮置电源偏移电压；脚6(UB)是高端浮置电源电压；脚7〔HO〕是高端输出；脚9〔VDD〕是逻辑电路电源电压；脚10〔HIN〕、脚11〔SD〕、脚12〔LIN〕均是逻辑输入；脚13〔Vss〕是逻辑电路地电位端外加电源电压，其值可以为0V；脚4、脚8、脚14均为空端。IGBT驱动电路如图11所示。IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V，du/dt=±50V/ns，在15V下的静态功耗仅有1.6mW；输出的栅极驱动电压围为10～20V，逻辑电源电压围为5～15V，逻辑电源地电压偏移围为－5V～＋5V。IR2110采用CMOS施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。推挽式驱动输出峰值电流≥2A，负载为1000pF时，开关时间典型值为25ns。两路匹配传输导通延时为120ns，关断延时为94ns。IR2110的脚10可以承受2A的反向电流。图11IGBT驱动电路2.5转速及电流检测电路转速检测电路如图12。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反应电压，与给定电压相比拟后，得到转速偏差电压输送给转速调节器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还包含转速的方向，测速电路如图12所示，通过调节电位器即可改变转速反应系数。图12转速检测电路通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图13所示。3调节器的参数整定电流调节器以及转速调节器的电路构造如图13所示，由单刀双掷开关控制电机转向，滑动变阻器RP1、RP2分别调节正反转时的转速，RP3可以改变电流的限幅值，下面分别按设计要求计算电路中的各个参数。转速反应系数电流反应系数图13电流调节器以及转速调节器的电路计算调节器参数之前，先根据电动机的额定参数计算电动势系数，额定状态运行时于是可得3.1电流调节器参数的计算电流调节器按典型Ⅰ型系统设计，根据无净差要求，选用PI调节器。先确定电流环时间常数电流滤波时间常数PWM调压系统的滞后时间电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理，取调节器传递函数式中——电流调节器的比例系数；——电流调节器的超前时间常数。ACR超前时间常数电流开环增益:因要求，故应取，因此于是ACR的比例系数为计算电流调节器的电路参数调节器原理图如图13所示按所用运算放大器，取各电阻和电容值计算如下：3.2转速调节器参数的计算首先确定转速环时间常数电流环等效时间常数转速滤波时间常数，根据测速发电机的纹波情况取；转速环小时间常数，按小时间常数尽速处理取根据设计要求，转速环应该设计为典型Ⅱ型系统，调节器也采用PI型，其传递函数为根据跟随性和抗干扰性能都较好的原那么取那么ASR超前时间常数转速环开环增益于是ASR的比例系数为调节器原理图如图13所示，按所用运算放大器，取各电阻和电容值计算如下：3.3参数的校验3.3.1电流参数的校验校验近似条件：电流环截止频率校验PWM调压系统传递函数的近似条件是否满足。因为，所以满足近似条件。校验忽略反电动势对电流环影响的近似条件是否满足。现在，满足近似条件。校验小时间常数近似处理是否满足条件。现在，满足近似条件。按照上述参数，电流环满足动态设计指标要求和近似条件。3.3.2转速参数的校验校验近似条件：转速环截止频率校验电流环传递函数简化条件是否满足。现在，满足简化条件。校验小时间常数近似处理是否满足。现在，满足近似条件。3.3.3校验退饱和转速超调量当h=5时，查表得，δn=37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。设理想空载起动时，负载系数z=0，直流电机参数：PN＝10KW，UN＝220V，IN＝55A，nN＝1000r/min，Ra＝0.4Ω，直流它励励磁电压220V，电流1.6A；PWM装置放大系数Ks=40；时间常数Tm=0.1s，Tl=0.03s；永磁式测速发电机参数为：23W，110V，0.21A，1900r/min，当时，；而，因此均满足设计要求。系统的整体电路构造见附录。4总结当今，自动化控制系统己经在各行各业得到了广泛的应用和开展，而直流双极式可逆PWM调速系统制作为电气传动的主流在现代化生产中起着主要作用。本设计主要研究直流双极式可逆PWM调速系统，它主要由三局部组成，包括控制局部、功率局部、直流电动机。长期以来，直流电动机因其具有调节转速比拟灵活、方法简单、易于大围平滑调速、控制性能好等特点，一直在传动领域占有统治地位。这次课程设计历时两周，在整整两个个星期的日子里，可以说得是苦多于甜，但是可以学到很多很多的东西，同时不仅可以稳固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。经过这次课程设计我感受颇多。在正式进展设计之前，我参考了一些网上的资料，通过对这些设计方案来开拓自己的思路，最后终于有了自己的思路。课程设计不仅是对前面所学电力