一种圆极化射频识别读写器天线的设计与优化

一种圆极化射频识别读写器天线的设计与优化

种双频或多频工作的射频识别读写器天线在高频频段的高频识别标记中，采用反向散射法工作。该标记接收到读取器发出的高频能量，并以微波形式返回编码信息。由于工作距离遥远，数据传输速度快，并且具有广阔的应用前景。基于我国无线电频谱分配使用的现状,信产部于2007年4月发布了《800/900MHz频段射频识别(RFID)技术应用规定》,在超高频频段为射频识别技术分配了840MHz~845MHz和920MHz~925MHz频段。我国射频识别技术分配使用的频段与国际标准化组织和国际电工委员会(ISO/IEC)推荐的860MHz~960MHz频段并不完全一致。随着射频识别技术的飞速发展,对RFID读写器天线设计提出了更高的要求,研制适合我国RFID频谱分配特点的双频天线且其带宽能够覆盖ISO/IEC推荐RFID使用的频段,对于推广RFID技术的应用具有积极的意义。平面倒F天线(PIFA)是由一端短路的微带天线演变而成,继承了微带天线低剖面,能与载体共形,易于和微带线路集成等优点,其几何尺寸约为工作在相同频率微带天线的一半。由于PIFA天线工作在谐振频率,其相对带宽较窄,约为中心频率的(1-6)%。采用缝隙加载技术即在贴片表面开L型槽或U型槽,其相对带宽增加为中心频率的(6-10)%左右。由于贴片表面的电流分布随着其结构的变化发生改变,会对原有的谐振产生较大的影响,天线在这些谐振点上以不同的模式工作,即低次模和高次模,PIFA天线因此具有双频或多频工作的能力。PIFA天线的多频技术还可以采用单层多模和重叠贴片等方法实现。多频PIFA天线各谐振点的频率间隔较大,非常适合在移动通信系统中GSM900、DCS1800和ISM2450等多频段使用;虽然其相对带宽较窄,但仍能够很好覆盖为上述频段分配的带宽,因此PIFA天线被广泛地用作多频段手机天线。受PIFA天线谐振特性的限制,其低次模和高次模的频率相差较大,因此PIFA的双频技术不能够应用到我国为RFID分配的两个非常接近的超高频频段,其增加的带宽也不能够覆盖ISO/IEC推荐RFID使用的超高频频段。双L天线在平面倒F天线的基础上增加辐射耦合单元,具有双频段工作的能力;当两个频段非常接近的时候,可以视为带宽增加的PIFA天线。天线的带宽增加通常是以牺牲天线效率为代价,本文提出了一种由两组正交放置的双L天线构成的新型圆极化射频识别读写器天线,通过结合双L天线双频段工作能力和带宽增强的特性,缓解了天线效率和带宽之间的矛盾。在我国分配给RFID技术使用的两个频段内具有高的天线效率,同时其带宽也覆盖了ISO/IEC推荐使用的频段。由于RFID标签一般采用线极化的方式,这就要求读写器天线也要采用线极化的方式,而且两者极化方向必须一致。但是在多数应用场景中很难保证两者极化方向的一致性,因此读写器天线应采用圆极化的方式。优化3dB电桥馈电网络设计,在双L天线的工作频段内为其提供等功率、相位差为90°的激励信号,该天线具有圆极化特性。1天线的物理解释微带天线厚度h远小于工作波长λ0,满足空腔模型要求,将微带贴片与接地板之间的空间看成是上下为电壁,四周为磁壁的谐振空腔。以微带贴片法向为Z轴,则电场只有Ez分量,磁场只有Hx和Hy分量,即腔体内的电磁场分布可视为沿Z轴方向的TM波。空腔内的场分布可以表示为由模展开方法求出的满足边界条件的各本征模的叠加。已知空腔内的场分布后可应用等效性原理得到天线辐射场。空腔模型对微带天线的工作特性有着深入的物理解释不但用于规则形状的贴片如矩形、圆形、三角形贴片,而且可对复杂边值问题的贴片天线定性分析其谐振特性和辐射机制。根据空腔模型理论,微带天线在主模谐振频率附近的输入阻抗Zin可等效为Zin=R+jXf1+jXf2,其中Xf1为主模并联谐振等效电路的谐振电抗,Xf2为其他模的合成效应。当天线谐振时,Xf1+Xf2=0。双L天线缝隙间的辐射耦合效应可视为用一个电抗XL对微带天线进行加载,则上述的特征方程变为Xf1+Xf2+XL=0。调节设计参数,缝隙间的辐射耦合效应发生变化,XL值也会随之而改变,特征方程获得两个零点,由此可以得到的两个位于主模谐振频率两侧的谐振频率。由于天线的带宽与谐振腔的Q值成反比,空腔模型很好地解释了微带天线效率和带宽之间的矛盾:当谐振腔Q值较高,天线效率也较高而天线的带宽较窄;当谐振腔Q值较低时,天线效率也较低而天线的带宽较宽。天线的全波分析模型考虑了介质损耗、空间波辐射、天线加载等的影响,这种模型的计算精度高,可以用于分析任意形状的天线。全波分析模型可以分成两类:第一类是基于微分方程的模型,例如时域有限差分法有限元法等;第二类是基于积分方程的模型,例如矩量法等。本文利用时域有限差分法进行仿真,并设置完全匹配层(PML)作为吸收边界,研究天线的设计参数对其阻抗匹配、反射损失、频率和带宽的影响,反复调整天线设计参数,优化天线性能达到实用化要求。2双l天线及辐射耦合单元天线结构如图1所示,天线由两组正交放置的双L天线组成,3dB电桥馈电网络为其提供幅度相等、相位相差90°的信号产生圆极化电磁波。因为平面倒F天线及其辐射耦合单元顶部金属平板和短路金属平板在公共接地的金属平板上形成了两个倒“L”形,故称其为双L天线。双L天线的平面倒F天线和辐射耦合单元通过相邻缝隙间的电磁耦合效应产生了两个谐振点,双L天线能够工作在两个频率相差不大的频段上。当两个谐振点非常接近的时候,双L天线可以视为带宽增加的PIFA天线。双L天线的设计参数远多于PIFA天线,其设计参数的变化会对天线输入阻抗和带宽产生影响,调整天线的设计参数可以优化双L天线的工作性能。优化天线的设计参数,使两个谐振频率分别位于我国分配给RFID技术使用的两个超高频频段内,天线具有较高的增益。由于耦合单元展宽了平面倒F天线的带宽,该天线同时也可以工作在ISO/IEC推荐的860MHz~960MHz频段。3全波分析方法FDTD直接从依赖于时间变量的两个麦克斯韦旋度方程出发,采用差分方程近似代替连续变量的微分方程。FDTD是一种时域全波分析方法,它能直接获得时域解,可通过快速傅立叶变换(FFT)得到所需频率范围内的频响特性。亚网格、共形网格和渐变非均匀网格技术可以在保证计算精度的前提下,有效地提高计算速度、减少内存消耗。本文采用渐变非均匀网格技术,对与天线局部细微结构区域网格划分的比较细,其它区域网格划分的比较粗,达到既细致描述天线的细微结构,又减少内存和计算能力的消耗。3.1最大吸收边界条件仿真过程中,设天线的电压源为调制高斯脉冲:其中0t=N∆t2;f0=900MHz为调制高斯脉冲频谱的中心频率;根据实际需要决定调制高斯脉冲的带宽,可由∆f=2τ求得τ值。本文在仿真过程中,设置了两个内阻为50Ω的电压源,其调制高斯脉冲的调制信号相位差为90°。本文在计算空间的截断处,采用完全匹配层(PML)作为吸收边界条件。PML是通过在FDTD区域截断边界处设置一种特殊的介质层,它将电磁场分量在吸收边界区分裂,并分别赋予各个分裂的场分量不同的损耗。以与Z轴垂直的PML层为例,其阻抗匹配条件如下:入射波将无反射地穿过分界面而进入PML层。由于PML层为有耗介质,进入PML层的入射波将迅速衰减。与Mur吸收边界条件相比,虽然PML吸收边界条件会消耗更多的内存和计算能力,但是它不受入射波的角度和频率的影响,能够获得更好的吸收效率,提高仿真结果的准确性。3.2辐射耦合单元长度l1的影响仿真结果如图2-4所示:缝隙宽度G的变化影响了天线的辐射耦合效应,当缝隙较宽的时候可以得到两个彼此分离的谐振频率,当缝隙较窄的时候两个谐振频率靠得很近从而展宽了天线的频带;辐射耦合单元的长度L2对天线的辐射耦合效应也会产生影响;天线低频段的频率对短路金属平板的位置d的变化十分敏感。3.3天线反射损失和立体方向图针对我国RFID使用的频段,利用基于FDTD的SEMCAD仿真软件优化天线的尺寸参数分别为:L1=60.5mm,L2=58.5mm,W=25.81mm,0W=4mm,h=12.9mm,G=14.9mm,d=17.01mm。仿真天线反射损失结果如图5所示:天线在我国分配给射频识别使用的840MHz~845MHz和920MHz~925MHz频段内的反射损失低于-20dB,在ISO/IEC推荐的860MHz~960MHz频段内的反射损失低于-13dB;天线不仅能够工作在我国分配射频识别使用的频段内,而且能够工作在国际标准化组织和国际电工委员会推荐射频识别使用的频段内。为天线提供幅度相等、相位相差90°的激励信号进行仿真,得到在天线立体方向图,仿真920MHz的天线立体方向图结果如图6所示。在我国为RFID分配的频段内具有高的天线效率:在840MHz天线的增益为4.69dBi;在920MHz天线的增益为4.42dBi。4db网络的构建天线采用3dB电桥作为馈电网络,如图7所示,其直通臂(输出2)和耦合臂(输出3)的输出信号幅度相等、相位相差为90°,这种类型的混合网络也称为分支线混合网络(branch-linehybrid)。3dB电桥为四端口网络,是一种具有方向性的功率分配器。3dB电桥的所有端口工作在阻抗匹配的情况下,从端口1输入的功率对等地分配给端口2和端口3,这两个输出端口之间有90°相移,没有功率耦合到端口4(隔离端)。在微波工程中散射参量和散射矩阵具有非常重要的地位,应用极为广泛,因为它所处理的是波与波之间的关系。可以用散射矩阵[S]提供理想的3dB电桥馈电网络的完整描述如下:采用微带线构建3dB电桥馈电网络,微带线的特性阻抗应与同轴馈线和天线的阻抗相匹配。利用奇偶模理论分析3dB电桥的工作过程,可以得到电桥各臂的特性阻抗值如图7所示,其中Z0=50Ω。分支导线的长度L1及其间隔L2均为四分之一线上波长λp。微带线的结构如图8所示,在微带线上传输的并不是严格的TEM波,因为场分布与TEM波近似,故称为准TEM波。可以认为微带线传输的是TEM波,求出其特性阻抗Z0。在给定特性阻抗Z0和相对介电常数εr后,可以求出W/h的值为公式(4)中为了计算微带线的线上波长λp,引入有效相对介电常数εre,其近似计算公式为利用(6)式计算微带线的线上波长λp,从而求出分支导线的长度L1及其间隔L2,其中λ为真空中TEM波的波长将3dB电桥馈电网络腐蚀在相对介电常数εr=4.5,厚度h=1.524mm的衬底上,由上述公式计算出构成电桥各分支微带线的宽度选取3dB电桥馈电网络的工作频率为882.5MHz,计算出分支导线的长度L1及其间隔L25电桥结构的对称结构为了使3dB电桥馈电网络的设计参数能够满足实际工作的需要,采用安捷伦公司的ADS对上述设计参数进行优化。优化目的是在我国分配给射频识别使用的840MHz~845MHz和920MHz~925MHz频段内S21和S31为-3dB,两者间相位差为90°。优化后得到的数值分别为L1=44.39mm、L2=43.481mm、W1=4.91mm、W2=2.88mm。由于3dB电桥结构的对称性,S11、S21、S31和S41参数可以完整地描述3dB电桥的工作性能。如图9所示:在我国分配射频识别使用的频段内S11和S41参数小于-21dB,S21和S31参数在-3dB~-3.27dB之间;在ISO/IEC推荐使用的频段内S11和S41参数小于-16dB,S21和S31参数在-3dB~-3.34dB之间。如图10所示:在800MHz~1000MHz的频段内,输出端2和输出端3的信号的相位虽然随频率发生变化,但是始终保持固定的90°相位差。通过同轴线为3dB电桥单点馈电,3dB电桥馈电网络能够为天线提供幅度相等、相位相差为90°的两路信号,3dB电桥工作性能符合设计要求。6s11参数测量基于仿真结果,对优化后的天线及馈电网络进行加工,并对样品进行了测量和调试。利用安捷伦E5071网络分析仪测得其S11参数如图11所示,仿真和测量结果基本相符。两者间的差异是由仿真模型和计算的精度不足、测试样品制造误差、在天线仿真运算中忽略3dB电桥的影响等因素造成的。7天线的设计参数本文提出了一种用于RFID读写器的新型天线及其馈电网络,具有低剖面、体积小、重量轻、易于共形等优点。该天线有效地克服了平面倒F天线缝隙加载等技术带来的两个谐振点频率相差大、带宽较窄的缺点,更加适用于我国分配RFID使用的频率间隔较小的两个超高频频段。其带宽大于17%也优于各类开槽的平面倒F天线(带宽小于10%),能够工作在ISO/IEC推荐使用的超高频频段内。该天线的设计参数多于其它类型的加载平面倒F天线,给天线的设计和优化带来