风力发电逆变电源的毕业设计

族晶徘我大孥毕业论文题目： 风力发电逆变装置的设计学生： 学号： 院（系）：专业： 电气工程及其自动化指导教师： 1绪论1.1风力发电的特点和发展概况1.1.1风力发电的特点随着世界经济的不断发展，世界各国对能源的需求越来越大。常规能源以煤、石油、天然气为主，不仅资源有限，而且造成了严重的环境污染。因此，能源问题己成为当今人类生存和发展所要解决的紧迫问题，所以可再生能源成为了人们关注的焦点，风能正是这样一种无污染的可再生能源，其在地球上的资源量是相当丰富的，可开发利用量也很可观，因此对它的开发利用己受到世界各国的高度重视。但是同时风能作为一种自然资源，风速、风向都是不稳定的，风能蕴含量丰富地区多较为偏僻，这就要求风力发电机组适应高温高寒高湿盐雾大风沙等恶劣环境，并且机组多无人值守，这些因素对风力发电机组电气控制系统的可靠性和环境适应性都提出了十分严格的要求。单机电气控制系统技术主要包括中心控制技术、偏航控制技术、软并网技术和无功补偿技术等，这就要求系统具有很高的可靠性能。可以说风力发电是机遇和挑战并存的能源技术。1.1.2风力发电的发展概况（1） 国外发展现状：风力发电在欧洲发展最快，德国的风电发展处于领先地位，在近期德国制定的风电发展长远规划中指出，到2025年风电要实现占电力总容量的25%，到2050年实现占总用量的50%的目标。另外，丹麦的风能发电已经可以满足18%的用电需求，法国也在制定风能发电的长远发展规划。同时亚洲的风电也保持较快的发展势头。其中印度政府积极推动风能发展，积极鼓励大型企业进行投资发展风电，并保持实施优惠政策激励风能制造基地，目前印度已经成为世界第5大风电生产国。据欧洲风能协会和绿色和平组织签署了“关于2020年风电达到世界电力总量的12%的蓝图”报告，2020年全球风力发电装机将达到12.31亿千瓦，是2002年世界风电装机容量的38.4倍，年安装量达1.5亿千瓦，风力发电量将占全球发电总量的12%。（2） 国内发展现状：我国是世界上风力资源较为丰富的国家之一，全国可开发利用的风能约2.5亿千瓦。有沿海（山东、浙江、福建、广东）和东北至西北（包括内蒙古、新疆、甘肃）两大风带，风的质量很好，为开发风力发电提供了基础环境和条件，因此我国也在大力提倡风力发电。我国从70年代开始进行并网风力发电的尝试。早期，山东，新疆等地引入国外风力发电机组开始我国风电场的运行试验与示范。1997年在国家有关优惠政策和国家计委“成风计划”的推动下，年总装机容量跃至10.88万千瓦。总的来说我国风能并网发

电已经走过了30年历程，但是跟国外相比，我国装机容量仍然偏低，并且从设备制造水平来说还未走出“试验”阶段，但是同时也看出我国风电潜力巨大。随着风电技术的日趋完善，已经形成一种富有活力的新兴产业，并向产业化、设备大型化、设备实用化、取能高度化、成本低廉化和开发多元化等方向发展。1.2风力发电的原理以下是风力发电的系统原理图。因为风力发电没有燃料问题，也不会产生辐射或空气污染即其无污染性，风力发电正在世界上形成一股热潮。风力发电的原理比较简单，类似于水利发电，风力发电就是利用风力带动风车叶片旋转，再透过增速机将旋转的速度提升，来促使发电机发电。依据目前的风车技术，大约是每秒三公尺的微风速度（微风的程度），便可以开始发电。风机发出的电因为质量不高难以直接应用，所以要实现利用就必须要将发出的电能进行变换，满足并网要求，这样就需要我们设计一个可靠的整流逆变系统和控制系统来对其进行变换和控制，使其满足条件。以下是风力发电的系统原理图。油泵油泵I.J油泵油泵I.JI1油泵油泵变浆机构风速测量变浆机构风速测量控制系统马达

变速机构变压器•发电机组i马达

变速机构变压器•发电机组i图1-1风力发电系统原理图1.3逆变电源的现状1.3.1现代逆变技术的分类逆变电源是光伏发电系统中的重要组成部分，逆变电源的性质决定了光伏发电系统

输出电能的质量。随着逆变电源的类型的增多和控制技术的不断发展，使得光伏发电系

统可以应用到与国民生产和日常生活相关的各个领域。现代的逆变技术种类很多，可以按照不同的形式进行分类，主要有如下几种：（1） 按照逆变器输出交流的频率，可以分为工频逆变、中频逆变和高频逆变。工频变换逆变电源使采用工频变压器实现输入输出之间的电气隔离。这种逆变器结构简单、工作可靠，但这种逆变器体积大，笨重、噪声大，效率方面也有待提高。随着对电源性能要求的日益提高，传统的工频变换逆变电源逐渐难以适应轻量化、高功率密度、高可靠性的要求。高频变换是采用高频变换技术，它的优点是体积小、重量轻、噪音小、效率高。日前的光伏发电系统多采用高频变换方式，在国内外的中小交流光伏系统中得到了普遍应用。（2） 按逆变器输出的相数，可分为单相逆变、三相逆变和多相逆变。（3） 按逆变器的主电路形式，可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式逆变。（4） 按照逆变器主开关器件的类型，可分为品闸管逆变器、品体管逆变器、场效应管逆变器、IGBT逆变器等。（5） 按照输出的稳定参量，可分为电压型逆变器和电流型逆变器。（6） 按控制方式，可分为移项控制方式和PWM控制方式。移项控制的原理是，全桥变换电路每一个桥臂的两个开关互补导通，两个桥臂的开关导通之间相差一个相位，通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲的宽度，达到调节输出电压的目的。利用单极性移相控制技术，控制高频脉冲环节逆变器，根据软开关的工作原理，控制各管的导通时刻与导通时间，使之工作在零电压开关与关断模式，可以大大降低器件的开关损耗以及电磁干扰噪声。PWM控制采用脉宽调制控制方式，它的优点是控制灵活，实现简单。可以根据具体的实现要求，产生相应的控制波形。对于谐波抑制、死区控制、调节输出电压等多种方面都十分有利。近年来，结合DSP或单片机技术，通过编程算法可以满足各种控制策略的要求，大大提高了PWM控制在逆变电源控制方面的应用效率［3,4。1.3.2逆变电源波形控制技术光伏逆变器的性能很大程度上决定了整个光伏发电系统的性能和效率，随着光伏发电系统的应用越来越广，人们对光伏逆变器输出电压的质量要求也越来越高，不仅要求逆变器的输出电压稳定以及工作可靠，而且要求其输出电压正弦度高，动态响应速度快。所以光伏逆变器的控制技术也得到了不断的发展。（1）开环控制开环控制是根据面积等效的原理，用正弦信号波和三角载波进行比较获得SPWM波，从而决定功率器件的开关时刻。随着单片机等数字器件的发展，逆变器的开环控制逐渐采用了数字方法，从而出现了几种新型的SPWM调制技术，如载波调制PWM、谐波注入PWM以及最优PWM等。新型的PWM调制方法虽然可以在一定程度上改善光伏逆变器的输出电压质量，减少波形畸变，但开环控制不可避免的具有很大的局限性：输出波形质量差，总谐波畸变率高。系统动态响应速度慢。(2)模拟闭环控制闭环控制的引入克服了开环控制的局限性，提高了系统的输出电能质量。PI控制以形式简单、参数易于设计、理论成熟为特点，成为当前应用最为广泛的控制方法。空载的逆变器模型近似于一阶振荡环节，积分器的作用会增加相位滞后；为了保证系统的稳定，控制器的比例P必须加以限制，控制系统的动态性能一般，系统对于非线性负载扰动的抑制效果不好。由控制理论可知，对于正弦指令信号，PI控制不能实现无静差跟随，输出电压的稳态精度必然受到影响，实际应用中往往增加电压均值反馈外环，将PI控制与闭环控制策略相结合，来保证稳态精度。具体实现方式包括电压瞬时值反馈控制和电压电流双闭环反馈控制。采用电压瞬时值反馈或者电压瞬时值内环、电压有效值外环的控制策略。它的优点是只使用了一个电压传感器，缺点是系统动态响应特性不好，同时为了保证系统的稳定性，电压瞬时值环不能做的太快，从而导致了跟踪特性不是很好，波形质量欠佳。改善动态响应的方法之一就是采用电流反馈控制策略。将电压环与电流环配合使用达到调节输出电压和补偿电流特性的目的。由于电流内环对系统特性的改造，系统稳定性得到加强。双闭环控制同时具备优良的动、静态特性，是一种理想的波形控制方案。但它也存在不足，如果存在非线性负载扰动，为消除干扰，电流内环需要很快的速度，所以只能采用模拟电路实现，数字电路难以达到：如果内部电流环采用滞环比较形式，由于滞环比较的非线性特性，对于系统的稳定性有一定影响；为了更好的抑制负载的扰动，滞环的宽度越窄越好，但这会使开关频率急剧升高。因此，这种形式的控制器对于非线性扰动的抑制能力有一定限制。1.4课题的意义及内容随着工业和科学技术的发展，包括市电电源在内的所有原始电能质量可能满足不了用户的要求，而现代逆变技术作为电力电子技术中的一个重要组成部分，在提高电能质量方面有着重要的作用。能源开发，资源利用与环境保护相互协调是21世纪世界经济发展的基础。节省能源与开发新能源，提高燃料的利用率与减少燃料燃烧产生的污染已成为必须解决的重要课题。风能作为一种清洁的可再生能源，其蕴量巨大，分布面广，越来越受到世界各国的重视。风力发电机因风量不稳定，必须经过整流和逆变把它变成稳定的工频交流电才能大量应用。此外，在直流电源领域，UPS，变频器等中逆变器也都有着广泛的应用前景。另外，通过对此课题的研究设计，可以进一步的加深对逆变器的认识，将大学四年所学知识融汇，深化，接近工程实际，提高自己分析解决问题的能力，对于以后的走上工作岗位是一个很好的准备。本次设计的主要工作是研究逆变电源的原理，根据设计要求选择适于风力发电的逆变电源的逆变方式，然后设计其主电路和驱动电路的参数以使其能跟随输入电源进行调整以满足市电电网的要求。2风能电源逆变装置方案选择2.1总体方案该设计主要包括两大类电路，一是主电路，另一个是，检测保护电路。主电路主要包括：SPWM波产生电路，驱动电路，DC/DC电路,逆变电路等；检测保护电路主要包括：欠电压保护电路、过电压保护电路、过电流保护电路等。其总体框图如图2-1所示：图3-1总体框图2.2单元电路的简单介绍SPWM波的产生：主要采用EG8010;（1） 驱动电路:主要采用逆变电源芯片IR2110；（2） DC/DC电路：主要采用模块集成电路；（3） 逆变电路：主要采用全桥逆变电路；（4） 整流滤波电路：主要采用半波整流及LC滤波;（5） 欠电压保护：采用比较器LM358；（6） 过电压保护：采用比较器LM358；（7） 故障报警电路：采用三级管及发光二极管等。3PWM波形工作原理PWM波形的基本原理在采样控制理论中有一个重要的结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性

的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅式变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。例如图3-1所示的三个窄脉冲形状不同，图3-1a为矩形脉冲，图3-1b为三角形脉冲，图3-1c为正弦半波脉冲，但它们的面积（即冲量）都等于1，那么，当他们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图2-1d的单位脉冲函数^（t）时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。b）三角波脉冲c）正弦波脉冲d）单位脉冲函数b）三角波脉冲c）正弦波脉冲d）单位脉冲函数图3-1冲量相同的脉冲上述结论是PWM控制的重要理论基础。下面分析如何用一系列等幅而不等宽的脉冲代替一个正弦半波，把图3-2a所示的正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积（冲量）相等，就得到图3-2b所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWM（Sinusoidal?咖）波形。在PWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变上述脉冲的宽度即可。

图3-2用PWM波代替正弦波较为实用的方法是采用调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波形相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合PWM控制的要求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。一般根据三角波载波在半个周期内方向的变化，又可以分为两种情况。三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式，如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的PWM波形也是在两个方向变化的，这时称为双极性PWM控制方式。SPWM波的生成与原理分析3.2.1自然采样法生成SPWM波自然法生成SPWM波又称模拟电路法生成SPWM波，通常用模拟比较器比较生成SPWM波，如果用信号正弦波作为比较器的同相端输入信号，三角载波作为比较器的反相端输入信号，便实现了自然法生成SPWM波，如图3-3所示，比较器输出经死区形成电路即可生成带死区的SPWM波。这种方法是所有生成SPWM波方法中最精确的一种，其它方法都是与它近似等效，存在一定的等效误差。图3-3自然采样法生成SPWM波3.2.2规则采样法生成SPWM波规则采样法是从自然采样法演变而来的，它由经过采样的正弦波（实际上是阶梯波）与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。这种方法只在三角波的顶点或底点位置对正弦波

采样而形成阶梯波，其原理如图3-4所示:图3-4规则采样法生成SPWM波3.2.3PWM型逆变电路的控制方式(1)单极性SPWM控制与双极性SPWM控制单极性SPWM控制三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的SPWM波形也只在一个方向变化的控制方式成为单极性SPWM控制方式，如图3-5所示。图中的u为正弦调制波，u为三角形载波。载波u在u的正半周为正极性的三角波，在u的负半周为负c cr r极性的三角波。通过ur和u的比较，获取SPWM控制信号来控制图3-6主电路中开关元件的导通或关断，IGBT的通/断发生在u,和\的交点时刻。从而在主电路的输出端获得SPWM输出电压u。。在七的正半周期间，给T1始终施加开通控制信号，使其始终保持导通状态，使T2、T3始终保持关断状态，只控制T4。当u>u时，控制T4导通，此时输出电压u为+Ud；当uVu时，控制T4关断，则负载电流通过D3续流输出电压u为0V。图3-5单极性PWM控制原理在七的负半周，使T3保持始终受控导通状态，使T1、T4一直保持关断，只控制T2。当七Vu时，控制T2导通，输出电压u为-u；在u>u时，使T2关断，则负载电流通过c o d rcD4续流，输出电压u为0V。这种调制方式中:在调制波u的正、负半个周期内，三角形载波只在一个方向变化，输出电压也只在一个方向变化。输出电压波形如图3-5所示，输出的电压有+ud、0V、-ud三种电压值。其中的uo1为基波分量的波形，与正弦调制电压ur的形状相同:图中的虚线uoi表示uo中的基波分量。像这种在七的半个周期内三角形载波只在单一的正极性或负极性范围内变化，所得到的SPWM波形也只在单个极性范围变化的控制方式称为单极性SPWM控制方式。b）双极性SPWM控制和单极性SPWM控制方式相对应的是双极性控制方式，如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的SPWM波形也是在两个方向变化的，这时就成为双极性SPWM控制方式，如图3-6所示。其控制和输出波形如图3-6所示。其中u为正弦调制波，u为三角形载波。但u的波形与单极性时有明显的不同，在u的r c c r半个周期内，三角波载波不再是单极性的，而是有正有负的双极性三角波。双极性调制方式在ur的正、负半周控制规律相同。当ur>uc时，同时给T1和T4导通信号，给T2和T3关断信号，此时若i>0，则T1和T4导通，若i<0，则Dl和D4导通，两种情况下输出电压均为+u:当u<u时，给T2和T3导通信号，给Tl和T4关断信号，

若此时i<0，则T2和T3导通，若i>0，则D2和D3导通，两种情况下输出电压u均为-七。可见，在u,的一个周期内，输出的PWM波只有土匕两种电平，而不再出°现单极性控制时的零电平状态。主电路的输出电压uo波形如图3-6所示，其幅值只有+ud、-ud两种。uoi为输出的基波波形，形状与正弦调制波相同。从以上的分析可见，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。当对开关器件通/断控制的规律不同时，它们的输出PWM波形也会出现较大的差别。lloHIIHHIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIlloHIIHHIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIII|1|1|1IIIIIIII|1II|1|1o图3-6双极性SPWM控制原理|1IIIIII(2)同步调制与异步调制在PWM逆变电路中，载波频率fc与调制信号频率fr之比N=fc/fr。根据载波和调制信号是否同步即载波比的变化情况，PWM逆变电路可以有异步调制和同步调制两种控制方式。异步调制载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。在异步调制方式中，调制信号频率fr，变化时，通常保持载波频率fc。固定不变，因而载波比N是变化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。当调制信号频率较低时，载波比N较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后1/4周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频率增高时，载波比N就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动，同时输出波形和正弦波之间的差异就变大，电路输出特性变坏。因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。b）同步调制载波比N等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比N不变。调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。4电源逆变装置的主电路的设计4.1主电路的组成该电源逆变装置的主电路主要包括：SPWM波的产生、驱动电路、DC/DC电路、逆变电路、整流滤波电路等。4.1.1驱动电路方案一：a） 概述：采用达林顿管驱动；b） 优点：达林顿管有驱动能力强、电路结构简单、价格相对便宜等优点；c） 缺点：在驱动全桥式连接的MOS管时，至少需要3个独立电源，电源种类繁多；方案二a） 概述：采用集成芯片IR2110驱动；b） 优点：IR2110芯片具有体积小、驱动能力强、控制方便、电能利用效率高等优点，尤其是采用R2110芯片能够大大减少驱动电源的个数（仅需1个），充分简化驱动电路的设计。方案的选择：经比较，驱动电路的设计应选择方案二。4.1.2DC/DC电路由于驱动电路及逆变电路的电压不同，因此需要DC/DC电路以对电路起到保护作用。选用DC/DC及芯片78L05，通过此使其输出不同电压。其中“78”指输出正电压，“05”指5伏。4.1.3逆变电路方案一：a）概述：半桥式。采用两个MOS管IRF460、两个电解电容、两个大电阻等元件组成半桥式主电路，两路控制信号分别接G1和G2端；b） 优点：降低设计成本，简化电路；c） 缺点：输出电压峰值较低，且输出电流较小，同时，电容的加入，增加了系统的无功功率，电阻也会消耗一部分功率。方案二a）概述：全桥式。采用四个MOS管IRF460组成全桥式主电路，四路控制信号分别接G1和G2端、G3和G4端；其中，左半桥的两路控制信号反相，右半桥的两路控制信号也反相。优点：采用此方案可以使电路结构清晰，输出有效值增加（为半桥式的2倍），输出电流较大，且电路的功耗较小。方案选择：经比较，应选择方案二（全桥式逆变电路）4.1.4整流滤波电路为了简化电路结构，滤波电路采用简单电路，通常采用的滤波电路设计有如下两种设计方案：a） 方案一：RC滤波电路。采用RC滤波电路，可以简化电路结构，能够滤掉绝大部分无关的杂波，得到比较准确的输出电压波形，然而由于电容的加入，增加了系统的无功功率，电阻还会消耗一部分功率，且输出电压的相位有一定的偏移，这使得相位难于控制，故不采用此方案。b） 方案二：LC滤波电路。采用LC滤波电路，一方面可以大大简化电路结构，实现滤波功能；另一方面，通过电感L和电容C适当匹配，可以使得输出电压相位和输入电压相位一致，方便电压相位的控制；此外LC的合理搭配还可以降低无功功率，抑制电压和电流的脉动，故采用此方案。其中，整流电路采用半波整流。SPWM波的产生设计4.2.1EG8010的简单介绍对于该SPWM波产生单元电路，采用芯片EG8010.图4-2所示:

UNIJw-oin匚SFWMiuTiFRaADJ.V=iLI=iI、舟gpv.'MQuT尘I—IUNIJw-oin匚SFWMiuTiFRaADJ.V=iLI=iI、舟gpv.'MQuT尘I—Ioscilcdeh匚二Ivwf1Mu-LrboaljjlH-宣u0_s—JosMu口吕芝□ro-图4-1EG8010芯片管脚图引脚26：VCC芯片的+5V工作电源端引脚3,12：GND芯片的地端引脚1：引脚26：VCC引脚2：DT0 DT1,DT0是设置PWM输出上、下MOS管死区时间：“00”是300nS死区时间；“01”是500nS死区时间；“10”是1.0uS死区时间；“11”是1.5uS死区时间引脚4：RXD 串口通讯数据接收端引脚5：TXD 串口通讯数据发送端引脚6：SPWMENSPWM输出使能端，“1”是启动SPWM输出，“0”是关闭SPWM输出引脚7：FANCTR 外接风扇控制，当TFB引脚检测到温度高于45°C时，输出高电平“1”使风扇运行，运行后温度低于40C时，输出低电平“0”使风扇停止工作引脚8：LEDOUT外接LED报警输出，当故障发生时输出低电平“0”点亮LED正常：长亮过流：闪烁2下，灭2秒，一直循环过压：闪烁3下，灭2秒，一直循环欠压：闪烁4下，灭2秒，一直循环过温：闪烁5下，灭2秒，一直循环引脚9：PWMTYPPWM输出类型选择“0”是正极性PWM类型输出，应用于高电平有效驱动IR2110等驱动器件，即引脚SPWMOUT为高电平打开功率MOS管

引脚10：引脚11：引脚13：引脚14：引脚15：引脚16：引脚17：引脚18：引脚19：引脚20：引脚21：引脚22,引脚24：引脚10：引脚11：引脚13：引脚14：引脚15：引脚16：引脚17：引脚18：引脚19：引脚20：引脚21：引脚22,引脚24：引脚25：引脚27：引脚28：引脚29：引脚30：引脚31：引脚32：OSC1 12M晶体振荡器引脚1OSC2 12M晶体振荡器引脚2VFB 正弦波输出电压反馈输入端IFB 负载电流反馈输入端TFB 温度反馈输入端FRQADJ/VFB2 功能复用脚，调频模式时（单极性调制）作为调频电压0-5V输入，双极性调制时作为右桥臂输出电压反馈输入端VREF 芯片内部基准电源输入FRQSEL0FRQSEL1（引脚19），FRQSEL0（引脚18）是设置频率模式，“00”是输出50Hz频率；“01”是输出60Hz频率；“10”是输出频率范围0-100Hz由FRQADJ引脚调节；“11”是输出频率范围0-400Hz由FRQADJ引脚调节FRQSEL1MODSEL 单极性、双极性调制方式选择：“0”是单极性调制方式；“1”是双极性调制方式SST 软启动功能使能输入端：“0”是不支持软启动功能；“1”是支持软启动功能，软启动时间为3S23：NC空脚LCDCLK 串口12832液晶显示模块时钟输出端LCDDI 串口12832液晶显示模块指令、数据输出端SPWMOUT1右桥臂上管SPWM输出，单极性调制时该脚作为右桥臂上管的基波输出，双极性调制时作为SPWM调制输出SPWMOUT2右桥臂下管SPWM输出，单极性调制时该脚作为右桥臂下管的基波输出，双极性调制时作为SPWM调制输出SPWMOUT3左桥臂上管SPWM输出，单极性和双极性调制时该脚都作为左桥臂SPWM调制输出SPWMOUT4左桥臂下管SPWM输出，单极性和双极性调制时该脚都作为左桥臂SPWM调制输出LCDEN串口12832液晶显示模块使能端输出VVVF 变频、变压功能使能脚：“0”是变频不变压模式；“1”是变频变压模式，应用于变频器及电机控制4.3驱动电路的设计4.3.1IR2110的简单介绍芯片IR2110，兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选。（1）IR2110的引脚说明：LO（引脚1）：低端输出；Nc（引脚8）；空端；COM（引脚2）：公共端；VDD（引脚9）：逻辑电源电压；Vcc（引脚3）：低端固定电源电压；HIN（引脚10）：逻辑高端输入；Nc（引脚4）：空端；SD（引脚11）：关断；Vs（引脚5）：高端浮置电源偏移电压；LIN（引脚12）：逻辑低端输入；VB（引脚6）：高端浮置电源电压；Vss（引脚13）：逻辑电路地电位端；HO（引脚7）：高端输出；Nc（引脚14）：空端。（2）IR2110的特点：a） 具有独立的低端和高端输入通道。b） 悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V。c） 输出的电源端（脚3）的电压范围为10—20V。d） 逻辑电源的输入范围（脚9）5—15V，可方便的与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有V的偏移量。e） 工作频率高，可达500KHz。f） 开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns。g） 图腾柱输出峰值电流2A。IR2110内部功能由三部分组成：逻辑输入；电平平移及输出保护。如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。尤其是高端悬浮自举电源的设计，可以大大减少驱动电源的数目，即一组电源即可实现对上下端的控制。4.3.2驱动电路IR2110芯片具有体积小、驱动能力强、控制方便、电能利用效率高等优点，尤其是采用R2110芯片能够大大减少驱动电源的个数（仅需1个），充分简化驱动电路的设计。图4-2驱动电路图4.4DC/DC电路的设计由于驱动电路及逆变电路的电压不同，因此需要DC/DC电路以对电路起到保护作用。选用DC/DC及芯片78L05，通过此使其输出不同电压。其中“78”指输出正电压，“05”指5伏。其电路图如图4-3所示：图4-3DC/DC电路4.5逆变电路设计4.5.1概述与整流相对应，把直流电变成交流电称为逆变。当交流测接在电网上，即交流测接有电源时，称为有源逆变；当交流测接在负载上时，称为无源逆变。其中，全桥逆变主要有：电压型及电流型。本设计采用电压型。4.5.2逆变电路采用单相全桥式。如图4-4所示，采用四个MOS管IRF460组成全桥式主电路，四路控制信号分别接G1和G2端、G3和G4端。该电路输出电流较大，且电路的功耗较小。_Ck图4-4全桥式逆变电路4.6变压电路的设计4.6.1概述经过逆变后出来为低压交流，需要将其进行变压，使其输出为交流220V，50HZ。4.6.2器件的选择把幅值为Ud的矩形波匕展开傅里叶级数得:其变压器的匝数比为:（1）变压器的选择在全桥逆变电路中，其输出交流电压的幅值Um与Ud的关系为Um=Ud(4-1)(4-2)… 4UUolm路控制信号分别接G1和G2端、G3和G4端。该电路输出电流较大，且电路的功耗较小。_Ck图4-4全桥式逆变电路4.6变压电路的设计4.6.1概述经过逆变后出来为低压交流，需要将其进行变压，使其输出为交流220V，50HZ。4.6.2器件的选择把幅值为Ud的矩形波匕展开傅里叶级数得:其变压器的匝数比为:（1）变压器的选择在全桥逆变电路中，其输出交流电压的幅值Um与Ud的关系为Um=Ud(4-1)(4-2)… 4UUolm=—d=1.27U(4-3)2克U=0.9UUold兀(4-4)24nu=0.109220nu22(4-5)uo. 1.C1.L)sinwt+—sin3wt+—sin5wti3 5J4U"兀其中基波的幅值Uolm和基波的有效值即，应选择初级匝数为12,次级匝数为110。因此，应选择24V/220V的交流变压器，该变压器实现电压由24V交流电压转变为220V交流电压。此交流电压经过整流滤波电路变成220V高压直流电压。变压器T的工作频率选为50Hz左右。其初级匝数为12，次级匝数为110。4.7整流滤波电路的设计整流电路采用半波整流；滤波电路采用LC滤波电路。考虑到LC电路谐振时滤波效果较好，根据公式：（4-6）其中，f=50HZ,为了较好地稳定电流，选择L=10mH，那么容易计算出电容值错误!未找到引用源。，考虑到电容型号，在此选择C=1mF错误！未找到引用源。电解电容。其电路图如下4-5所示：如图4-5整流滤波电路5保护电路的设计5.1保护电路的方案设计（1） 输入欠过电压保护：为了使输入电压过小或者电压过大不会对电路等造成损坏，所以需要加入欠过压保护电路；（2） 输出过电压保护：为了减少输出电压过大时对用户及整个电路造成的损失，则需加入输出过电压保护电路；（3） 故障报警电路：当发生以上故障时，PWM波输出为零，同时进行报警。5.1各种保护电路的设计5.2.1欠电压的保护的设计（1）过电压保护电路当采样主电路中的蓄电池输入的电压大于LM358的正向输入端的电压时，其LM358输出低电平，从而使发光二极管发亮，输出低电平给EG8010，从而使PWM输出零电平。

同时启动故障报警电路。注意：为了防止烧坏LM358，在其保护电路之前应设置用电位器分压的措施。其电路原理图如下图5-2所示：图5-2输入过电压保护电路图（2）欠电压保护电路当采样主电路中的蓄电池输入的电压小于LM358的反向输入端的电压时，其LM358输出低电平，从而使发光二极管发亮，输出低电平给EG8010，从而使PWM输出零电平。同时启动故障报警电路。注意：为了防止烧坏LM358，在其保护电路之前应设置用电位器分压的措施。其电路原理图如下图5-3所示：

图5-3输入欠电压保护电路图5.2.2过电流保护的设计（1） SR触发器的组成及功能a）电路结构与符号表示基本RS触发器是组成门控触发器的基础，一般有与非门和或非门组成的两种，以下介绍与非门组成的基本RS触发器。用与非门组成的RS触发器见图5-3。图中^为置1输入端，R为置0输入端，都是低电平有效，Q、0为输出端，一般以Q的状态作为触发器的状态。图5-3与非门组成的图5-3与非门组成的SR触发器b）工作原理与真值表当R=0，5=1时，因R=0，G2门的输出端0=1，q门的两输入为1，因此q门的输出端Q=0。当R=1，5=0时，因5=0，G门的输出端Q=1，G门的两输入为1，因此G门的1 2 2输出端0=0。当R=1，5=1时，G1门和G2门的输出端被它们的原来状态锁定，故输出不变。当R=0，5=0时，则有0=0=1。若输入信号5=0，R=0之后出现5=1，R=1，则输出状态不确定。因此5=0，R=0的情况不能出现，为使这种情况不出现，特给该触发器加一个约束条件5R=1。由以上分析可得到表5-1所示真值表。这里Qn表示输入信号到来之前Q的状态，一般称为现态。同时，也可用0〃+1表示输入信号到来之后Q的状态，一般称为次态。其真值表如下表5-1所示：表5-1SR触发器真值表RS0+10n+10101101011Qn0n0011（2）霍尔元件在过电流保护中，需先将输出的电流进行检测，采用霍尔传感器检测电流，霍尔传感器能够间接测电流信号，当电流增加时，霍尔元件两端的电压就会上升，将该信号经过整流、滤波后，可以很方便的实现过流保护。（3）过电流保护电路a） 当经霍尔元件、整流、滤波后输出的电压大于所设定的电压（运算放大器的正输入端），则运算放大器输出低电平，使SR触发器的置数端宁有效，从而SR触发器的Q输出为低电平，从而使三极管基极为低电平，即三极管截止，从而三极管集电极输出高电平，使芯片IR2110的引脚端SD（关断）为高电平，从而达到保护的目的。b） 当经霍尔元件、整流、滤波后输出的电压小于所设定的电压（运算放大器的正输入端），则运算放大器输出高电平，使SR触发器的复位端R及置数端S无效，从而5.2.3故障报警电路的设计在该电路中，当整个电路发生任何故障时，都会使EG8010的引脚为高电平，从而使该电路中的三极管导通，其集电极为低电平，使二极管发光，同时喇叭开始鸣叫，从而起到对故障进行报警的作用。6相关电路的仿真6.1PWM波的产生仿真(1)仿真电路图如图6-1所示:(2)仿真结果图如图6-2所示:a)XSC1仿