分析PWM整流器能量双向传输的设计与实现-设计应用

精品文档-下载后可编辑分析PWM整流器能量双向传输的设计与实现-设计应用引言

随着PWM技术快速的发展，PWM在各个领域的应用。PWM整流器已不是一般传统意义上的AC/DC转换器。由于电能的双向传输，当PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。作为电网主要“污染”源的整流器首先受到了学术界的关注，并开展了大量研究工作。能量可双向传输的PWM整流器不仅体现出AC/DC特性（整流），而且还可呈现DC/AC特性，因而确切地说，这类PWM整流器是一种新型的可逆PWM变流器。由于PWM整流器实现了网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数，甚至能量可双向传输，因而真正实现了“绿色电能转换”。

整流器的工作原理与控制策略

主电路如图1所示，为双极性电压源型全控IGBT桥式电路。工作过程为：当网侧电流i（t）0时，回路经过T2、T3、Ls;若Us（t）、i（t）同相，则网侧电感端电压ULs（t）=Us（t）+URs（t）+Um=Ldi（t）/dt0,这时电网电动势和直流侧电容共同使电感磁能增大，从而使网侧电流增加，对交流侧电感Ls进行储能；再经过D1、D4、Ls回路进行续流。

图1单相PWM整流器主电路

若Us（t）、i（t）同相，则网侧电感端电压ULs（t）=Us（t）-URs（t）-Um=L（di（t）/dt）0,因此，这时电网电动势和网侧电感共同向VSR直流电容充电，网侧电感磁能减小，从而使网侧电流衰减。类似可分析出i（t）0的情况。

脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有（ON），要么完全无（OFF）。电压或电流源是以一种通（ON）或断（OFF）的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。

图2所示为三角波电流比较法控制的原理图。电路中包括电流滞环和电压环，电流指令由电压环PI输出和一个与电压同相的单位正弦信号相乘得到，指令电流和反馈电流经电流调节器后与三角波信号比较，得到控制用PWM调制波，控制开关器件的通断，实现输出电流跟踪指令电流。

图2三角波电流比较法控制原理图

三角波电流比较法具有开关频率固定的优点，且单一桥臂的开关控制互补，为建模分析提供了方便，从而可方便地实现系统的谐波分析；在结构上，其控制电路比定时瞬时电流比较法简单，因而具有广阔的应用前景。和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少，开关频率固定且等于载波频率，高频滤波器设计方便。

主电路与PI调节器参数的选择

由于主电路的各电感、电容的参数直接影响PWM整流器整个控制系统的动静态性能，且电压电流控制环的调节器的参数影响着系统的跟踪响应性能。所以主电路与PI调节器参数选择是整个控制系统关键的问题。系统给定参数：

Ud=450v,Us=220v,Is=9.2A,fz=50Hz,Rs=0.2W,负载电阻RL=100W,开关频率ft=10kHz,ri≤10%,rv≤1%。

交流侧滤波

电感的选择

由于控制方案对电感参数选择有一定的影响，滤波电感Ls的大小一方面对输入电流的开关纹波有影响，另一方面也影响着实际电流的跟踪速度，此参数的选择直接影响系统的工作性能。直流侧电压选定后，交流侧电感设计对电源电流波形影响较大。忽略交流回路电阻Rs可得变流器的工作方式为：双极性调制方案，L值的另一个限制因素将出现在应用于多组输出电压的情况。因为控制环只与－个相关的输出端闭环，当此输出端电流低于临界值时，占空比将减少以保持此输出端的电压不变。对于其他的辅助输出端，假定其所带的是恒定负载，在上述占空比下降的情况下，其电压也下降。很明显这不是所希望的，因此在多组输出电压时，为了保持辅助输出电压不变，电感L的值应大于所需的值。也就是说，如果辅助电压要保持在一定的波动范围内时，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直在连续状态。

电感的值一般受效率、体积和造价的限制，带直流电流运行的大电感的造价是昂贵的。从J眭能上来看，电感L过大将使调节系统的反应速度减慢。因为过大的L在负载出现较大的瞬态变化时限制了输出电流的变化率。输入电压Us在器件T1、T4导通时为+Ud,在T2、T3导通时为-Ud。如果忽略电流电压纹波功率，则交直两端功率相等。即Us×Is=Ud2/RL,得到Is=Ud2/（RL×Us）=9.2（A）

则Ism=1.414×Is=13.0（A）

（1）（1）

由式（1）可得△ism=13.0×sin（314/（10×1000））=13.0×sin（0.0314）=0.0071（A），取△ism=0.01（A）

（2）

其中：Usm为交流电压峰值，Ud为直流侧输出电压，△ism为交流电流变化值，Ism为交流电流峰值，T为开关周期。由式（2）可得：

1.17mH≤Ls≤110mH取Ls=20mH

直流侧二次滤波器的选择

单相桥式PWM交流器直流输出电压除直流成分外，还含有二次谐波成分，为使输出电压更平直，系统采用电感电容串联谐振滤波器滤除二次谐波。则有

(3)

(4)

根据经验取Uc2max=1.1Ud,代入式（3）、（4）中得：

C2≥159.1mf,取C2=330mf;L2=7.6mH。

直流侧支撑电容的选择

在脉冲整流器的设计中，直流侧滤波电容的选取也是一个关键性问题。由于直流侧已加二次滤波环节，则直流支撑电容Cd主要由交流电感储能变化决定，由能量守恒定律可知，交流侧开关频率次电流脉动能量值等于支撑电容上能量脉动值，即

(5)从而得到(6)

式中ri为电源电流纹波系数，rv为直流电压纹波系数。

由式（6）得：Cd≥250mF,为了使直流侧得到稳定的电压并且谐波滤得干净，取Cd=330mF。

PI调节器参数的设计

本控制系统电流内环和电压外环均采用PI调节器控制整流器系统，电流环作为内环，迫使输入电流跟踪指令电流，能够提高系统的动态响应能力。由电压调节器输出得到电流环的参考电流。其调节器的传递函数表达式分别为（7）和（8）。

（

(7)

(8)

式中：Ti为电流调节器的时间常数：Ti=Ls/Rs=0.15（s）

Kpi为电流调节器的比例系数：Kpi=Ls/TKs=0.67

Tpv为电压调节器的时间常数：Tpv=hTi=5T=0.0005（s）

Kpv为电压调节器的比例系数：Kpv=（h+1）TpvTd/（2h2Ti）=5.72

IGBT的驱动电路

IGBT的伏安特性是指以栅源电压Ugs为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流比受栅源电压Ugs的控制，Ugs越高，Id越大。它与GTR的输出特性相似。也可分为饱和区1、放大区2和击穿特性3部分。在截止状态下的IGBT，正向电压由J2结承担，反向电压由J1结承担。如果无N+缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT的某些应用范围。

IGBT的转移特性是指输出漏极电流Id与栅源电压Ugs之间的关系曲线。它与MOSFET的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs（th）时，IGBT处于关断状态。在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内，Id与Ugs呈线性关系。栅源电压受漏极电流限制，其值一般取为15V左右。

IGBT具有开关速度快，电压控制的特点，同时又具有电流、电压容量大，导通压降小的优点，因而具有良好的特性，是目前大中功率电子设备普遍使用的开关器件。本系统采用国际整流器公司生产的IRGB15B60KD型号的开关管，它的耐压为600V,允许通过的电流为15A,正常工作压降为1.8V;栅极驱动电压为15V,开通时间延迟为34ns,关断时间延迟为184ns。驱动电路如图3（a）所示。

图3（a）IGBT驱动电路

驱动芯片IR2103S的内部结构如图3（b）所示。IR2103S是半桥驱动芯片，具有低压自锁功能，当栅极驱动电压小于11V时，断开栅极信号，当栅极电压低于10V时，IGBT将工作于线性区并且很快过热，所以要有低栅压保护电路。IGBT栅极需要15V才能达到额定的C-E结导通压降。如果栅极电压低于13V时，在大电流时导通压降将急剧上升。所以IR2103S的电源电压定为15V比较合适。

图3（b）IR2103S内部结构

为了改善控制脉冲的前后延陡度并防止振荡，减少IGBT集电极大的电压尖脉冲，需要栅极串联电阻RG。当RG增大时，开通和关断延迟时间都将延长，IGBT的能耗增加。当RG减小时，di/dt增大可能引起IGBT误导通或损坏。根据IRGB15B60KD产品数据实验检测值为22W,综合考虑可取RG=30W。当集-射极之间加有高压时，易受外界干扰，使栅-射电压超过UGEth引起误动作。为了防止这种现象发生，在栅-射间须接一个栅-射电阻RGE。如果RGE太小，开通时间会增大，从而降低开关频率。通常RGE=（1000~5000）RG,则可取RGE=90KW。

C3为VCC电源滤波电容，取C3=0.1mF,C4与D1为自举电容和二极管，自举电容工程应用常取

C4=2Qg/（VCC-10-1.5）

假设IGBT充分导通电压为10V,电容及二极管上的压降为1.5V。对于50A/600V的IGBT充分导通时所需要的栅电荷Qg=250nC。

则C4可取：C4=2×250×10-9/（15-10-1.5）=0.14mF

可取C4=0.22mF,或更大容量的且耐压大于35V的钽电容。

为了快速关断IGBT,要给栅极加负偏电压，但过大的负偏电压会造成IGBT反向击穿，通常取关栅电压为-5V。为了防止IGBT被击穿，在栅-射之间加两个反向串连的稳压值分别为5V和15V的稳压管。

为了避免主回路中的强电干扰控制回路中的弱电信号，采用光耦隔离器将驱动回路的控制部分和主回路隔离。通过隔离，人工在线调试的时候更加安全，另外驱动电路的输入/输出使用不同的地，利用隔离，可以避免之间的干扰。本系统采用TLP621光藕隔离器，+5V供电，隔离电压为5000AC（V），典型工作输入电流为16mA,输出电流为1mA。输入端电阻Rin=VCC/Iin=5V/16mA=312.5W,可取Rin=330W;输出端电阻Rout=（VCC-UCE）/Iout=（5-0.7）V/1mA=4.3KW

可取Rout=4.7KW,驱动光耦隔离电路如图3（c）所示。由于IR2103S的高端输入/输出同步，低端输入/输出异步，则高端输入端接的光耦采用同向接法，低端输入端接的光耦采用反向接法，以保证同一桥的上下管不同时导通。

图3（c）驱动光耦隔离电路

系统仿真

Matlab软件应用广泛，Matlab7.0新增加“SimPowerSystems”工具箱，这给使用者带来了极大的方便，可以根据实际电路进行建模和仿真。本文采用基于Matlab7.0/SimPowerSystems工具箱的方法对系统建模和仿真，仿真算法采用0de15s以获得的仿真速度。仿真结果验证了系统的可行性。

图4为系统处于整流状态时交流侧电流/电压波形，由结果可知，系统电流跟踪性能好、响应快。当系统能量回馈时，交流侧电流/电压波形如图5所示。

图4整流状态交流电流/电压波形图5逆变状态交流电流/电压波形

系统在整流状态时，直流侧电压输出波形如图6所示，由图可知直流电压无超调且纹波小。图7为系统由能量正输向能量回馈的变化时交流电流/电压的波形，系统状态转换过渡时间短，当用户端有能量回馈时，能很好地被电网吸收，而不必用耗能电阻来吸收消耗。用户端的再生能量能有效地得到利用，以起到理想的节能作用。

图6直流输