现代电源技术

现代电源技术第1页，共18页，2023年，2月20日，星期六图2－1TOPSwitch-II简化外围电路与两种封装的外形图第2页，共18页，2023年，2月20日，星期六

TOPSwitch器件三个引脚的功能简要如下：漏极脚（DRAIN）：接输出管MOSFET漏极，在启动工作时，经过内部开关电流源提供内部偏置电流。该脚还是内部电流检测点。控制脚（CONTROL）：是误差放大器和反馈电流输入脚，以控制占空系数。正常工作时内部分流调节器接通，提供内部偏置电流。该脚也接电源旁路和自动再启动/补偿电容器。源极脚（SOURCE）：再TO-220封装中，它是输出级MOSFET的源极连线，接直流高压和主变压器原边电路的公共端与参考点；在DIP封装中，它是原边控制电路公共端和参考点，并且有6个引出脚接地。

TOPSwitch-II器件是一种具有自身偏置和保护功能的变换器，它用线性控制电流来改变占空比，能断开漏极输出端。它利用CMOS和集成尽可能多的功能来实现高效率。与双极管和分立元件电路相比，重要的是CMOS减少了偏置电流，集成化使其省略了几个外部功率电阻器。它们原设计用于电流采样或提供初始启动电流。 如图2-3所示，在正常工作期间，内部输出级MOSFET的占空比，使随着控制脚电流的增大而线性地减小。为了执行所有必要的控制、偏置和保护功能，漏极脚和控制脚分别完成下面所述的几项功能（可参见图2-2和图2-5中的TOPSwitch集成电路之定时脉冲波形与电压波形）。第3页，共18页，2023年，2月20日，星期六

图2－2内部功能方框图第4页，共18页，2023年，2月20日，星期六图2－3专空比与控制脚电流的关系曲线第5页，共18页，2023年，2月20日，星期六

图2－4TOPSwitch-2电路的起始工作波形第6页，共18页，2023年，2月20日，星期六

图2－5TOPSwitch-2在三种工作状态下的典型波形第7页，共18页，2023年，2月20日，星期六

（1）控制脚电压Vc的供给控制脚电压Vc是控制脚与源极脚之间的电源或者偏置电压。一只外部旁路电容器紧接在控制脚与源极脚之间，以提供所需的栅极驱动电流。接到该脚的总电容量CT又设置了自动再启动功能，也同样控制回路的补偿。Vc被调整在两钟状态之一模式。滞后调整用于初始启动和过载工作。分流调整则用于分离占空比误差信号，它来自控制电路的电源电流。在启动期间，控制脚电流由高压开关电流源提供，该开关在IC内部接于漏极脚和控制脚之间。电流源提供足够的电流供给控制电路，它也对总的外部电容CT进行充电。 首先Vc升到较高的门限电压值（5.7V），此时高压电流源被关断，而脉宽调制器和输出级晶体管则被激活，如图2-4(a)所示。在正常工作期间（即当输出电压可调节时），反馈控制电流提供了Vc电源电流。分流调节器可维持Vc在典型值（5.7V），它是通过分流控制脚上的反馈电流实现的。该电流超过流经PWM误差信号采样电阻器RE上的所需直流电源电流。当用于初级反馈接法时，该脚的动态阻抗与外部电阻值和电容器数值，共同确定了电源系统的控制回路补偿量。

TOPSwitch-II电路的起始工作波形如图2-4所示，图中给出了正常工作时和自动再启动时的两种不同波形。 如果让控制脚的外部电容CT放电到较低的门限电平，那么输出级MOSFET将被关断截止，此时控制电路进入一个低电流的准备状态。而高压电流源则被接通，并向外部电容再次充电。在图2-5中可看到，充电电流具有图示的负极性，而放电电流则具有正极性。在图2-4(b)中，通过接通和关断高压电流源，滞后的自动再启动比较器可维持Vc值介于典型的4.7~5.7V窗口范围内。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级MOSFET再次导通，知道八个放电－充电周期已经过去为止。通过把自动再启动占空比减小到典型的5％，计数器能有效地限制TOPSwitch的功率损耗。自动再启动作用连续进行到输出电压再次变为可调节为止，如图2-5所示。第8页，共18页，2023年，2月20日，星期六

（2）带隙参考基准所有临界的TOPSwitch内部电压，都由一个温度补偿的带隙参考基准得出。该参考基准也用于产生一个温度补偿的电流源，它被微调节在精确设置的振荡频率和调节MOSFET栅极的驱动电流。（3）振荡器内部振荡器对内部电容器线性地进行充电和放电，它在两个电压电平之间产生锯齿波形，并送往脉冲宽度调制器。该振荡器在每个周期开始时，置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。在电源应用中选择100kHz额定频率，可使电磁干扰最小，并使效率最高。微调电流基准可改进振荡频率精度。（4）脉冲宽度调制器脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级MOSFET，其占空比与流入控制脚的电流成反比例。该脚在RE两端产生一个电压误差信号。RE两端的误差信号由一个典型角频率为7kHz的RC网络加以滤波，以减少开关噪声的作用。该滤波误差信号与内部振荡器锯齿波相比较，产生一定占空比的波形。当控制电流增加时，占空比则减小。由振荡器产生的时钟信号置位一个寄存器，它使输出级功率管MOSFET变为截止。 占空比是由内部振荡器的对称性能来调节。调制器导通时间最短，可保持TOPSwitch的电流消隐不受误差信号的影响。注意到在占空比开始变化之前，必须使注入控制脚的电流为最小值。（5）栅极驱动器设计栅极驱动器是在一个受控的速率时使输出级MOSFET导通，从而使共模电磁干扰减到最小。栅极驱动电流可微调节以改进精度。第9页，共18页，2023年，2月20日，星期六

（6）误差放大器在初级反馈应用时，分流调节器也能完成一个误差放大器的功能。该分流调节器的电压，是由温度补偿的带隙参考基准电压精确地加以提供的。误差放大器的增益，则由控制脚的动态电阻来设定。控制脚把外部电率信号箝位在Vc电压电平上。超过电源电流的控制脚电流，则由分流调节器加以分离，并作为误差信号流过RE。（7）逐个周期式电流限制逐个周期式峰值漏极电流限制电路，是利用输出级MOSFET的导通电阻作为采样电阻器。电流限制比较器把输出级MOSFET导通状态是的漏－源电压与门限电压相比较。高的漏极电流使VDS超过门限电压，并使输出级的MOSFET截止，直到下一个时钟周期开始之前。电流限制比较器的门限电压是受温度补偿的，由于温度影响改变输出级MOSFET的导通电阻RDS(ON)值，它使有效峰值电流限制的变化减到最小。 在输出级MOSFET导通之后的一个短时间里，前沿消隐电路将阻止电流限制比较器工作。因前沿消隐时间已被确定，故由原边电容和副边整流器反向恢复引起的电流尖峰，将不会造成开关脉冲过早地结束。（8）关闭与自动再启动为了使TOPSwitch的功耗降到最低，如果维持输出可调节的条件，则关闭与自动再启动电路，是在占空比为5％典型值时使电源导通和截止。当丧失调节能力时，将中断外部电流进入控制脚。Vc地调节可使分流状态变为滞后的自动再启动状态。当故障条件消除、电源输出变为可调节时，Vc的调节再次变为分流状态，则电源的正常工作又重新开始。（9）过热保护温度保护是由一个精密的模拟电路提供的，当结点温度超过热关闭温度时（典型值为135摄氏度），该电路将使输出级MOSFET截止。激活加电复位电路，可通过消除和恢复输入电源来进行，或者瞬间进入控制脚的、低于加电的复位门限电压，可是阀门复位，并且让TOPSwitch恢复正常的电源工作状态。当电源被关闭时，Vc则被调节在滞后状态，并且在控制脚出现一个4.7~5.7V(典型值)的锯齿波电压。（10）高压偏置电流源该电流源从漏极脚对TOPSwitch提供偏置，并在启动或者滞后工作期间对控制脚外部电容CT进行充电。滞后工作出现在自动再启动和过热封锁关闭期间。该电流源是按近似35％的有效占空比被开通和切断。这一占空比是由控制脚充电电流Ic与放电电流（ICD1＋ICD2）之比来确定的。当输出级MOSFET被开通时，在正常工作期间该电流源则被切断。第10页，共18页，2023年，2月20日，星期六

2-2-5取样与误差控制电路第11页，共18页，2023年，2月20日，星期六TL431功能方框图与内部等效电路第12页，共18页，2023年，2月20日，星期六

一.4N35、TL431的工作特性与主要电气参数要正确计算TL431光电耦合控制系统4N35/TL431的外围电路元件值，需要首先了解4N35和TL431的工作特性与主要电气参数。从图看出，4N35光电耦合器件的控制端（又称一次侧）是一只二极管，上方（正极）接正电压，下方（负极）接TL431的阴极（实际上是接TL431内的一只三极管集电极脚，并通过导通的三极管对地构成回路）。4N35的受控端是一只三极管（又称二次侧），它的集电极接+15V供电电压，它的发射极经两个分压电阻器接地，控制电压从分压器中点引出加到TL494的输入端。正常工作时，二极管电流引起的光电效应，使三极管也出现工作电流。查找光电器件手册得到如下电气参数：

1.4N35的主要工作特性与极限参数值（1）极限值：一次侧IFmax=60mA,PD1(max)=100Mw;VRmax=6V

二次侧VCEmax=30V(Vcc),PD2max=300mW;IOLmax=100Ma;

全体（两侧间）：最小直流冲击隔离电压值为3500V（-55~+100T℃）。（2）工作特性：一次侧VFmax/IF=1.5V/10mA(发射体最大正向电压)；

CJmax(典型值)=100pF;

二次侧trmax(典型值)=10us(上升时间)tfmax(典型值)=10us(上升时间);hfemin=100;

一次侧与二次侧之间

CTRmin/IF=100%/10mA(最小电流传送速率)，

VCESmax/IF、IC=0.3V/10mA,0.5A(检测器最大VCE)，

C1-2max(典型值)=2.5pF。

4N35的工作速率（或带宽）：150kHz。第13页，共18页，2023年，2月20日，星期六

2.TL431的电气参数

TL431外形见图，它相当于一只性能优良的稳压二极管。

·阴极工作电压VKA:2.5V（基准值）~37V（最大值）

·阴极工作电流IK:1~100mA(连续使用极限范围：-100~150mA);

·连续使用功耗:775mW(25℃);

·具有低动态输出电阻：0.22Ω

·基准输入电流范围：-50uA~10mA;

·参考电压源误差：±1.0%;

·TL431的工作温度范围：0~70℃，全范围内温度特性平坦：50pptm/℃。二、低压光耦控制电路试验，初步确定几个电阻值由图电路结构，将TL494的1脚接地，2脚和15脚均接一半的参考基准电压Vr/2=2.5V,它的16脚接过流检测电路。假定死区时间控制电路设计，已经确保TL494的最大输出脉宽，不超过40%的振荡周期，即τmax≤0.4T（最大占空比为0.5）。在TL494的工作频率为80kHz时，其振荡周期为12.5us,死区控制使IC最大输出脉宽为5us。根据4N35和TL431的工作参数，在正常工作条件下设光耦合控制器一次侧与二次侧两端电流为5~10mA,TL494的3脚控制电压值低于2.5V时输出脉宽最大，当3脚电压值高于3.6V时，则输出脉宽缩小到0（消失），见图所示。

R7+R8=15V/（5~10mA）=3~1.5(kΩ)

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假若光耦控制器在5mA工作电流时，使分压器R7、R8的中点电压值，应高于、等于2.5V，即让TL494的3脚电压值处于最佳敏感可调控制区内。因此，分压器下端电阻R8的阻值约为：

R8=2.5V/5mA=500Ω

取R8为510Ω标准值，可推测R7的阻值为R7=1~2.5(kΩ)，先取R7=1.2kΩ，再估算光电耦合器一次侧控制电路的几个电阻值。由于4N35的最小电流传送速率为100%/10mA,为了让一次侧的最大工作电流能达到IDMAX=15~20mA，控制端的限流电阻值大致为：R4为R4=15V/20~15mA=750Ω~1kΩ

先取750Ω。又因TL431的控制端输入电流值明显减少，约为输出电流的十分之一左右，也就是说IR=1.5~2.0Ma：

R1+W1+R2=15V/2.0~1.5mA=7.5~10kΩ

分压电阻器R1、W1、R2的阻值，应使TL431的输入端电压值大于、等于它的基准参考电压值2.495V（标称值），则TL431的输出电压可稳定在2.0V，就能通过微小的电压变化，来大范围调节其输出端的电流（即ID）变化。又取R3=150Ω。因此，W1+R2=2.5V/（2.0~1.5）mA=1.25~1.66kΩ先大致取可调节的W1=1.0kΩ，取R2=1.5kΩ，则取R1=6.6~7.6kΩ。现在微调节