感应耦合式锂电池无线充电平台设计研究报告

---..---总结资料.z感应親合式锂电池无线充电平台设计研究论文作者签名: 指导教师签名: 感应親合式锂电池无线充电平台设计研究论文评阅人1: 马皓教授评阅人2:胡岩教授评阅人3:林平副教授评阅人4:评阅人5:辩论委员会主席：悅光正教授委员1:杨仕友__教授委员2: 章讳副教授委员3:林平..副教授委员4: 李玉玲副教授委员5:辩论日期：2013年3月8曰-.z**大学研宄生学位论文独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进展的研宄工作及取得的研宄成果。除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人己经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得浙0：大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何奉献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。学位论文作者签名<^^^签字日期：年4月名日学位论文使用授权书本学位论文作者完全了解**大学有权保存并向国家有关部门或机构送交本论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权**大学可以将学位论文的全部或局部内容编入有关数齒库进展检索和传播，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。(**的学位论文在解密后适用本授权书〕学位论文作者签名导师签名：签字曰期：年}月&曰签字曰期：年$月〔0曰摘要电能的生产使用与当今人类社会的开展息息相关，已经成为人们生产生活不可或缺的能量形式。随着电力电子技术的飞速进步，电能的输送、分配和使用也在发生着日新月异的变化，但总体而言，在世界*围内，电能的输送仍是采用导线传导的电气连接这一传统输电模式。这就使得接触火花、碳积、机械磨损等问题不可防止，在一些特殊场合，比方化工、矿井、水下环境中，开关电弧、摩擦火花等足以引发平安事故。在医疗领域，随着人工心脏等人工器官的成功植入，在体外对器官电池的充电，也对传统电能传输方式提出了挑战，无线电能传输技术应运而生。本文对多负载感应耦合式锂电池无线充电平台进展了深入研宄，并在实验室条件下制作了样机进展了理论验证。本文分析了感应式无线电能传输系统的电路拓扑，对系统电路中重要组成局部，如可别离变压器、补偿电路、整流逆变做了详细的建模分析和理论推导,可别离变压器采用互感模型，重点分析了8种补偿方式，并最终采用SS补偿方式，此时，系统具有恒流源特性，而且绕组寄生电阻的存在不影响补偿电容具有最简形。推导了交流等效电阻与直流电阻的关系。给出了单负载锂电池无线充电平台的最优设计框架，重点介绍了充电管理芯片bq2057的硬件电路，以及锁相环HEF4046B的使用方法，推导了SS补偿时出现频率分叉现象的起因及消除条件，根据电压增益特性，电路LC器件的电压应力、感应线圈的载流能力，一步步推算出系统主电路的电路参数，给出最优设计方案。针对充电电路包含多种状态的特点，本文提出了单负载时标准电流的控制思路。该控制方案原理简单，拥有三大优点。最后，在实验室条件下，制作出样机，通过实测实验参数，进一步验证了该套设计方案的可行性。本文最后给出了多负载无线电能传输系统原理框图，以两负载为例，推导了原边恒压时、原边恒流时，原边线圈的输出功率随负载电阻的变化关系，具体到锂电池充电平台系统电路，给出了原边恒流的控制方案，并与最大传输功率控制方案作比拟，原边恒流实现了副边线圈的解耦控制。原边电路采用全桥逆变变换器，使用UC3875芯片实现移相控制，简述了芯片的功能和使用方法。全桥变换器采用ZVZCS软开关技术，并详细分析了ZVZCS下的原边电路的工作原理。关键词：可别离变压器，SS补偿方式，频率分叉，锁相环，恒流控制，全桥逆变。

AbstractTheconsumptionofpoweriscloselyrelatedtothedevelopmentofhumansociety,andhasbeeanindispensableformofenergyinpeople’sdailylifetoday.Withtherapidprogressofpowerelectronicstechnology,thetransmission,distributionanduseofpowerarealsoundergoingchangeswitheachpassingday.Butingeneral,thedeliveryofpowerinworldwideisstillusingthetraditionaltransmissionmode,wireconductionofelectricalconnection.Thismakesthesparks,carbondeposits,mechanicalwearandsoon,tobeinevitable.Insomespecialoccasions,suchasthechemicalindustry,mines,underwaterenvironment,theelectricalarcwillenoughleadtoaccidents.Inmedicalfield,theartificialhearthassuccessfullyimplanted.Thecharginginvitrooforgansbatterychallengesthetraditionalpowertransmission,makeswirelesstransmissiontechnologycameintobeing.Thispapergivesin-depthstudyoninductivelycoupledwirelesschargingplatformformulti-lithiumbatteries,andalsobuildsaprototypeunderlaboratoryconditionsfortheoryverification.Thispaperanalyzesthecircuittopologyofinductivelywirelesspowertransfersystem,givesdetailedmodelinganalysisandtheoreticalderivationaboutimportantpartsofsystemcircuits,suchasseparabletransformer,thepensationcircuit.Theseparabletransformerusesmutualinductancemodel;analyzeseightkindsofpensationmethodsindetail;andfinallyusingtheSSmode.Inthiscase,thesystemhasconstantcurrentsourcecharacteristics,andtheparasiticresistanceofthewindingdoesnotaffectthepensationcapacitorhavingamostsimpleform.TelltherelationshipbetweenACequivalentresistanceandDCresistance,theoptimaldesignframeworkofsinglelithiumbatterywirelesschargingplatform,thehardwarecircuitofchargemanagementchipbq2057,aswellasthephase-lockedloopHEF4046B.DeducethecauseandeliminateconditionoffrequencybifurcationwhenusingSSpensation.Accordingtothevoltagegaincharacteristic,thevoltagestressofLCdevices,thecurrent-carryingcapacityoftheinductioncoil,calculatethecircuitparametersofthesystemstepbystep,togivetheoptimaldesign.Consideringchargingcircuitincludesdifferentstates,thepaperputsforwardtheideaofthestandardcurrentcontrolmethodwhensingle-load.Thecontrolschemeissimpleinprinciple,hasthreeadvantages.Finally,underlaboratoryconditions,buildtheprototypetoverifythefeasibilityofthisdesignthroughmeasuringe*perimentalparameters.Thepaperprovidessystemblockdiagramofthemulti-loadwirelesspowertransmission,twoloads,fore*ample,deducestherelationoftheoutputpoweroftheprimarycoilwiththechangeofloadresistor,whenconstantvoltageintheprimaryside,constantcurrentrespectively.Morespecifically,forthecircuitoflithiumbatterychargingplatformsystem,thecontrolschemeofconstantcurrentintheprimarysideisgiven,paringwiththema*imumtransmissionpowercontrolscheme.Theconstantcurrentinprimarysideachievesthedecouplingcontrolofthesecondarysidecoil.Theprimarysideusesfull-bridgeinvertercircuit,achievesphase-shiftcontrolwithUC3875.Thefull-bridgeconverteradoptsZVZCSsoft-switchingtechnology,andthepaperintroducestheworkingprincipleoftheprimarycircuitunderZVZCSindetail.Keywords：Separabletransformer,SSpensation,phase-lockedloop,frequencybifurcation,constantcurrentcontrol,full-bridgeinverter;-.z目录TOC\o"1-5"\h\zm^IAbstract II目 m1 1\o"CurrentDocument"\h1.1课题研宄的背景及意义 1\o"CurrentDocument"\h1.2国内外研究现状 2国外研究现状 2国内研宄现状 61.3本文主要工作及难点分析 7本文主要工作 7课题难点分析 82感应式无线电能传输系统拓扑研究 92.1无线电能传输系统框架 9\o"CurrentDocument"\h2.2可别离变压器电路模型 11\o"CurrentDocument"\h2.3补偿电路特性分析 16单边补偿特性分析 16双边补偿特性分析 21\o"CurrentDocument"\h2.4整流与逆变电路 28整流电路 28\o"CurrentDocument"\h逆变电路 30\o"CurrentDocument"\h2.5本章小结 313单负载锂电池无线充电平台设计 323.1锂电池负载特性 32\o"CurrentDocument"\h3.2系统电路参数设计 35负载等效阻抗计算 35\o"CurrentDocument"\h锁相环电路硬件设计 38频率分叉现象研宄 43系统主电路参数优化 45\o"CurrentDocument"\h3.3电路工作控制方式及样机制作 47\o"CurrentDocument"\h电路工作方式 47样机测试 49\o"CurrentDocument"\h3.4本章小结 534多负载锂电池无线充电平台设计 554.1多负载无线电能传输系统模型 554.2多负载WPTS副边电路解耦控制方法 60原边恒流控制方法 60最大功率输出控制方法 61\o"CurrentDocument"\h4.3基于UC3875软开关技术的高频逆变电路设计 62\o"CurrentDocument"\hUC3875芯片使用介绍 62\o"CurrentDocument"\h软开关技术 65\o"CurrentDocument"\h4.4样机制作与测试 67\o"CurrentDocument"\h4.5本章小结 70ill-.zTOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"\h5总结与展望 72\o"CurrentDocument"\h5.1全文总结 72\o"CurrentDocument"\h5.2展望 72 74• 77\o"CurrentDocument"\h文章发表录用情况 781绪论1.1课题研宄的背景及意义电能的生产使用与当今人类社会的开展息息相关，已经成为人们生产生活不可或缺的能量形式。随着电力电子技术的飞速进步，电能的输送、分配和使用也在发生着日新月异的变化，但总体而言，在世界*围内，电能的输送仍是采用导线传导的电气连接这一传统输电模式。尤其在用电领域，更是通过开关、插座等装置在电源和用电设备之间构成完整的导体回路来使用电能。这就使得接触火花、碳积、机械磨损等问题不可防止，在一些特殊场合，比方化工、矿井、水下环境中，开关电弧、摩擦火花等足以引发平安事故[1-3]。在医疗领域，随着人工心脏等人工器官的成功植入，在体外对器官电池的充电，也对传统电能传输方式提出了挑战。近年来，越来越多的电子产品走进了我们的生活，随着智能手机的普及，iphone、ipad、mp3等更是随身携带，相关的电能供给，即充电问题都是通过电线插头连接插座来进展的。错综复杂的电线既影响了电器移动的灵活性，又破坏了环境的美观。基于上述情形，灵活、平安、便利的无线电能传输技术的应用愈发显得迫切和紧要。事实上，早在1897年，著名物理学家NikolaTesla就已经提出无线电能传输理论，目前世界各地都仍有特斯拉线圈的爱好者。根据无线电能传输原理，无线电能传输方式可分为三类：感应耦合无线电能传输、磁谐振耦合无线电能传输和微波无线电能传输。这三种基于不同原理的技术在传输距离上分别对应着近、中和远距离。微波能量传输要求发射器必须对准接收器，受到严格的方向性限制，并且易受大气等周围介质的影响导致衰减较大，不能高效穿越障碍物，所以该技术只适用于空旷空间的远距离能量传输。磁谐振式是2007年MIT的Soljacic教授首次提出的，是利用两个具有一样谐振频率的电磁系统，在相距一定的距离时，由于电磁耦合产生谐振，进展能量传输[4】。磁谐振式目前仍处于理论探索阶段，不是本文研宄的重点。感应耦合式主要基于电磁感应耦合原理，采用可别离变压器或者互感线圈来实现电能的无线传输。感应式原理简单，近距离传输效率可高达99%[4】，传输距离在厘米量级间。随着传输距离的增大，效率急剧下降。所以，感应式无线电能传输多用于近距离无接触充电场合，从便携电子设备的锂电池到大型轨道机车的蓄电池，功率从几毫瓦到几十瓦、几百千瓦不等[5]。本文的研究方向集中在感应耦合无线电能传输方式，文中提及的无接触电能传输，如无特殊说明，一般均指感应耦合式。本课题多负载感应稱合式锂电池无线充电平台的设计研宄便是基于这一研

宄背景来展开的。2010年，世界无线充电联盟首次公布了低功率无线充电的行业标准1.0版本[6]。随着搭载Android、ios操作系统的智能机的全面普及，便携电子设备的无线充电已经酝酿在即，谷歌、苹果、三星等公司均已经发布新产品无线充电蓝图。本课题的研究工作，顺应科技开展趋势，立足科技变革前沿，具有实际意义。1.2国内外研究现状1.2.1国外研宄现状国外对无线电能传输〔WirelessPowerTransfer)的研宄起步较早，大功率〔几千瓦到几百千瓦〕多应用于轨道交通、电动汽车的无接触实时供电场合，中小功率〔几十毫瓦到几百瓦〕多应用于医疗、家电和便携电子设备的无线充电领域[5]。就微波无线电能传输而言，1987年，加拿大研制的SHARP模型依靠2.5GHz的微波能量束，在离地面150米高度飞行20分钟。1992年，日本研制的MILA*飞机依靠2.411GHz,发射功率为lkW的微波能量束，在离地面高度为15米处成功飞行40秒。日本方案在2020年建造试验型太空太阳能发电站，美国也准各在国际空间站上采用C波段频率进展微波无线电能传输试验测试【4】。2007年，MIT的Soljacic教授领导的团队成功点亮了一个60W的灯泡，能量发送端与接收端相距2米，能量传输效率为40%到50%,距离为1米时效率可达90%[4】。2010年MIT宣布通过磁谐振耦合电能传输的功率已经到达3300W，日本富士通公司利用磁谐振无线电能传输技术实现为一个以上的设备供电[4]。相比而言，感应稱合电能传输〔InductivePowerTransfer)的研宄和应用最为广泛[3】。20世纪90年代，新西兰奥克兰大学的Boys教授率先提出这一技术，并将之应用在大功率的轨道交通供电领域，一个是高速公路发光分道猫眼系统，运行于新西兰惠灵顿大隧道中；另一个是用于Rotorua国家地热公园30kW载人电动游览车，满载时效率到达75%。德国WAMPELER公司的200kW载人电动列车已经试车成功，轨道长度400m，气隙120mm，传输效率到达85°/。，是目前为止世界上建造的最大的无接触供电系统之一。该公司还将无接触供电技术应用于电动游船的水下驱动装置[7】。此外，日本大阪DAIFUKU公司开发的单轨行车和自动运货车已成功用于许多材料运输系统中，特别是在一些恶劣的环境下，如矿井、喷漆车间等。美国通用汽车子公司DelcoElectronics研制的Magne-ChargeTM是最先商业化的电动汽车无接触供电系统之一，获得了很好的应用前景[7】。国外对感应耦合电能传输的理论研究己非常成熟，系统化，研究热点集中在原副边电

路的拓扑构造及可别离变压的设计方面。国外的理论研究偏重于实用化，目前感应耦合的应用多为中、大功率有轨电车的实时供电，所以国外的相关研宄文献大都是针对电力机车的应用背景展开的。文献[19]分析了双负载时SS、SP补偿下系统等效电路，推导了传输效率与工作频率的关系。文献[20]建立了双边控制的电路拓扑构造，详细分析了原边高频逆变器的工作方式，副边采用PWM控制方式，制作出4.5W的充电样机。文献[21]重点分析了可别离线圈的设计，原边为9线圈阵列，副边为单独线圈。在中小功率应用方面，主要是集中于消费类电子设备的无线充电，能量发射线圈安装在充电平台中，能量接收线圈集成在手机等电子设备终端。当充电平台中流过交流电流时，通过电磁感应，能量从原边线圈传递到副边线圈，实现了电子设备的无线充电。这种充电方式不仅彻底摆脱了充电器线缆的束缚，而且省去充电接口，一举解决接口漏电、接触不良、防水以及不同设备充电接口不统一问题[8]。国外对充电平台的研宄文献相对较少，所涉及的理论与大功率充电电路理论一致，关于无线充电的研宄多见于一些研宄机构和公司，都有相关研究成果发表问世。曰本SeikoEpson与村田制作所共同开发的无线快速充电系统，传输功率为12W,效率为70%。其2008年研发的产品体积缩小为07年的1/4左右，目前己有2.5W无线充电模块用在手机中，可提供5V/500mA电力，具有误充电金属检测功能、温度检测功能和ID识别功能等[8】，如下列图1.1所示。图1.1精工爱普生无线充电产品例如〔来源：精工爱普生〕美国Palm公司2009年上市的PalmPre手机配有一款电磁感应无线充电底座Touchstone,充电底座中放置有磁芯，配置的手机后盖中有能量接收线圈。当把手机放在充电底座上时，能量就传递到了手机中[8]，如下列图1.2所示。图1.2美国Palm公司无线充电手机产品PalmPre(来源：Palm)以色列Powermat公司在面向新闻界举行的CES2009会前发布会上，公开演示了该公司的非接触充电系统。不久之后将上市用于手机、智能、便携式游戏终端及个人电脑的非接触充电产品。该公司声称此产品电力传输效率高达93°/。，与接触式相比，可以实现快速充电。而且，在电磁耦合中采用RFID技术来识别电力传输目标，可防止因误加热适配器以外的金属等而发生危险[8】。此外，适配器可根据各终端的种类改变性能指标，以应对因终端不同而异的供电电压、电流及极性，因此还可用于壁挂电视、照明装置及扬声器等用途。该公司产品展示如下列图1.3所示。图1.3以色列Powermat公司无接触充电系统〔来源：Powermat)美国硅谷的风险公司MojoMobility开发的NFP(NearFieldPower),目前的试制品可供给2.5W〜4W的电力，可同时给手机、耳机及便携音乐播放器等4台便携设备充电，送电时的效率包括周边电路在内可确保70%以上。该技术将能量发射线圈制成PCB线圈嵌入印刷电路底板[8]，使用一枚薄板减薄了传输电力的线圈局部，可以嵌入手机等薄型设备,还能制成像鼠标垫般的薄板状充电台。公司设想将受电线圈嵌入锂离子充电电池的封装中，使控制电路单芯片化，以及在设备的电源管理IC(PowerManagement1C)中嵌入非接触充电控制电路。产品展示如下列图1.4所示。-.z图1.4美国MojoMobility公司的NPF产品展示〔来源：MojoMobility)英国Splashpower公司同样发布了这样一款真正意义上的无线充电器，外形就像一个鼠标垫，只需要把要充电的设备放在上面就可以开场充电[8]，而且可以同时对多个设备充电，如下列图1.5所示。另外一家名为WildCharge的公司也开发出了类似的产品[8]。图1.5英国Splashpower公司产品展示〔来源：Splashpower)2008年底成立了无线充电联盟〔WPC),诺基亚、三星、**仪器、飞利浦、美国国家半导体等世界知名公司均已加盟，2010年制定出Qi标准[6]，已有认证产品问世。2012年5月高通找上三星及SKTele，组成无线充电同盟〔AFWP)，成为WPA的主要竞争对手。另外苹果公司也有意推动自家标准，无线充电协议标准进入多元竞争的格局。据有关部门预计，至2013年，全球无线电能传输市场保守估计将到达180亿美元，如下列图1.6所示。图1.6无线充电市场前景〔来源：iSuppli)5国内研宄现状中国大陆地区对无线电能传输的研宄起步比拟晚，目前仍主要集中在理论研宄上。国内一些高校，已有大量的理论研宄成果相继发表。如**交通大学、**大学、**大学、**航空航天大学以及中科院电工所等。国内的研究集中在原副边电路拓扑、补偿网络分析、可别离变压器性能分析、系统稳定性分析等方面，在实验室条件下制作中小功率样机,但尚未见到相关的成熟产品和应用投入市场[5】。相比而言，**、**地区对无线电能传输的研宄更倾向于实用化。**城市大学许树源教授研宄小组研制成功的“非接触电池充电平台〞可同时对数个不同类型的电子产品充电[5]，如下列图1.7所示。图1.7—站式充电平台同时给多个设备充电〔来源：cityU)**理工大学的王军华博士对感应耦合无线电能传输和磁谐振耦合无线电能传输进行了比照研究。他们设计出了对称型平面谐振器进展试验，谐振频率为5.5MHz，在发射谐振器和承受谐振器相距20cm时，传输效率为46%。利用感应耦合无线电能传输方式实现一样的传输效率，最远传输距离为0.5cm[4】。**地区对无线电能传输的研宄同样卓有成效，有学者发文基于LC串联谐振理论，提出了锁相环控制的经皮能量传输系统，采用无芯线圈，在原边进展串联补偿，工作频率*围在173kHz〜183kHz。通过采样原边电流来进展锁相控制，使得在3〜4mm的传输距离内，输出电压维持4V不变[5]。有学者[9]提出以PCB螺旋线圈为能量传输装置，采用并联补偿，副边添加充电管理芯片，提供4.2V/800mA的充电电压电流。也有学者_制作了微型化电车，采用无接触供电方式，原边无芯线圈作为导轨，副边采用E型铁心线圈，工作时在原边导轨上滑动，驱动电车在模拟轨道上行驶，效率为50%[5]。企业方面，值得一提的是，无线充电联盟成立于2008年12月17日，其使命是为了促进市场广泛釆用国际无线充电标准Qi。截止2011年9月，WPC拥有来自行业各个细分市场的96个成员，**桑菲消费通信**为联盟发起单位之一，积极参与了Qi的制-.z定工作，现为联盟10家常务理事成员中唯家中国企业[6】。2010年9月，WPC在宣布将Qi无线充电国际标准率先引入中国。在2011年无线充电技术国际标准体验会上，桑菲、海尔等中国企业向大家展示了集成应用Qi标准的电子产品。桑菲公司推出的智能手机无线充电如下列图1.8所示。2010年，海尔采用MIT的无线电能传输专利开发出全球首款无尾电视，电视的通信信号和电力供给均采用无线方式进展供给，实现了高清电视的真正意义的无线传输[4]。图1.8桑菲推出的带有Qi标识的无线充电手机〔来源：桑菲〕3本文主要工作及难点分析本文主要工作在遵守世界无线充电联盟〔WCP)所制定的“低功率无线充电行业标准1.0版本〞下，设计出可以同时给多个便携电子设备锂电池充电的无线充电平台，要求可实现各个负载的解耦控制，即单个负载的工作状态不会对其他负载或者系统的稳定工作构成影响。同时提高整机的电能传输效率，保证在各个负载充电态下稳定提供4.2V/500mA的充电电源。最后制作样机，验证系统设计方案。本文研宄的锂电池无线充电平台，设计负载最多为3个，可同时实现对3个电池的无线充电，充电时可分别提供4.2V/500mA的充电电流，则负载吸收的最大功率为6.3W,考虑整机的电能传输效率，设定可承受最小值为60%，则能量发送端输出功率最大值约为10W。显然，本文设计的多负载锂电池无线充电平台，属于小功率电能传输系统。根据此研宄目标，可将本课题的主要研宄工作细分如下：构建低功率感应耦合式无线充电系统的电路拓扑，对可别离变压器进展特性分析，根据充电平台实际需要，设计原副边感应耦合线圈，对其磁场特性进展分析。讨论补偿电路拓扑及其特性。对补偿方式的分析是重点。设计单负载锂电池充电平台，系统采用两级构造，在副边参加充电管理芯片，根据锂电池充电外特性，将充电过程划分为三个阶段，进而确定工作频率、电压增益等系统

参数。采样原边电流，实时控制电流大小，利用锁相环使工作点处于谐振状态，最大效率传输功率。对原、副边电路参数的优化是重点。3)设计多负载锂电池充电平台，给出系统原理框图，以两负载为例，推导了原边恒压时、原边恒流时，原边线圈的输出功率随负载电阻的变化关系，具体到锂电池充电平台系统电路，给出了原边恒流的控制方案，并与最大传输功率控制方案作比拟，原边恒流实现了副边线圈的解耦控制。原边电路采用全桥逆变变换器，使用UC3875芯片实现移相控制，简述了芯片的功能和使用方法。全桥变换器采用ZVZCS软开关技术，并详细分析了ZVZCS下的原边电路的工作原理。多负载系统工作方式的控制是重点。课题难点分析基于本文的研宄目的，通过对课题的深入分析，多负载感应耦合式锂电池无线充电平台的开发过程中，总结出如下几个设计难点，需要特别注意：原边能量发射线圈采用平面线圈，在最优L参数下合理布局线圈的形状位置，使得高频逆变电流产生的磁场尽可能在有效区域内均匀分布。为使副边线圈电路易于集成，电路拓扑应尽可能简单，锂电池充电过程采用充电管理芯片bp2057完成，副边需要体积小巧的调压电路稳定输出。在设置系统工作频率时，需要考虑到频率分叉现象并予以防止，而且要考虑电压增益特性，补偿电路的电压应力，得出系统工作时最优频率*围以及原边线圈的自感参数。对原边电流进展采样，采样后对电流信号进展转换处理送入锁相环电路或者UC3875，采样精度以及电流转换处理电路是设计难点。系统采用市电220V交流为供电电源，需要先整流，再高频逆变，送入能量发射线圈，需要整流模块和斩波模块。控制原边电流保持恒频恒流，恒流实际上需控制整流斩波输出的直流电压，此直流电压需具有较高的分辨率。-.z2感应式无线电能传输系统拓扑研究2.1无线电能传输系统框架传统的电能传输方式，是利用金属导线、插头和插座等将电源和负载连接起来，构成一个完整的电流回路，从而传输和消费电能。这种传输方式，存在着诸如金属裸露、碳积、接触火花、机械磨损等弊端，这在一些特殊的电气场合，比方水下、矿井、医疗[111等领域,所带来的平安隐患不容无视。感应耦合式无线电能传输系统以可别离变压器为核心，将传统电能传输的一个电流闭合回路，调整为两个独立的电流回路，即原边电路和副边电路，也称之为能量发送端和能量接收端，从而实现了电源与负载之间真正意义上的电气隔离。电能的传输不再依赖于导线的排布，彻底消除了开关电弧、火花等，尤其在供用电领域，完全消除了传统输电方式所带来的上述弊端。而且，无线电能传输方式大大简约了电路布线，节约空间，美化环境，正因如此，对无线电能传输技术的研究己经成为近年来的研究热点[12_15]。本章将探宄小功率无线电能传输系统的电路拓扑，给出充电平台的最优设计方案。无线电能传输系统以可别离变压器为核心【16】[33]，正是可别离变压器的存在，将传统电能传输的电流回路分割为两个回路，从而实现电气隔离。可别离变压器区别于普通变压器，普通变压器的一次侧绕组和二次侧绕组在空间上绕在一起，共用同一铁芯，在外部封装结构上又固为一体，所以，虽然普通变压器同样利用电磁耦合实现了一次侧和二次侧的电气隔离，但是固为一体的机械构造，使得两侧电气隔离的电路又形成了视觉直观上的同一电路系统。也就是说，负载端和电源端在机械上仍连在一起，负载端和电源端不存在相对位移。可别离变压器则改变了这一现状，一次侧绕组和二次侧绕组缠绕在各自的铁芯上，铁芯之间无相对固定位置，在电气隔离的根底上又实现了空间隔离，电源端和负载端独立为两个电路构造，实现了非接触的电能传输过程。电能是利用电磁耦合原理从可别离变压器的原边传递到副边，因此所传递的电能只能为交流电能。本文的特定负载为锂电池，需要特定大小的直流充电电流，副边所接收到的交流电能还需要经过整流滤波电路，稳压控制电路等的处理，才能供给负载使用。可别离变压器因气隙较大，导致能量传输效率低下，为提高能量输送效率，通常提高交流频率，采用高频交流电，而不再是我国市电规定的标准50Hz。这就需要在原边加装整流和逆变电路，先将市电50Hz整流为直流，再把直流逆变为需要的高频交流。可别离变压器系松耦合，漏磁通很大，导致整个电能传输系统的功率因数低下，能量

传输效率低。为了提高功率因数，在可别离变压器的原、副边增设补偿电容，构成补偿电路。补偿电容容量的选择跟补偿方式也有关，依据电路的工作频率，适中选择补偿电容值,使能量传输电路工作在LC谐振状态或准谐振状态，此时，系统的功率因数最大，接近于1，传输效率最高。感应耦合式无线电能传输系统的主电路框图如图2.1所示。在实验室条件下，直接采用直流电源，再逆变为高频交流电，提供给原边能量发射线圈，所以图中未给出原边电路的整流局部。图2.1感应式无线电能传输系统主电路框图如上图所示，电路由可别离变压器分为两个局部，一个供电回路，一个用电回路。也可以有多个用电回路，供给多个负载，形成一对多的供电系统。也可以有多个供电回路，分别供给多个负载，形成多对多的供电系统。直流电源提供电能，经过DC/AC逆变电路转化为高频交流电，经过补偿电容，进入能量发射线圈，即可别离变压器的原边，经过电磁耦合作用，可别离变压器副边接收到高频交流电能，副边的补偿电路与副边绕组构成谐振电路，滤掉高次谐波，感应出正弦基波电能供给后续电路。交流电再经过整流滤波成为直流电能，直流电经过电压电流调整，供给负载使用。这是无线电能传输系统的主电路框图，不同应用场合，系统的电路组成会不一样，控制电路也不一样。总的来说，控制电路大致分为两类：单边式和双边式。控制信号取自原边绕组的电流或电压，反响至原边开关电路，与基准值作比拟，从而调节输出功率，改变传递到副边的电能，间接调节负载端电压或电流，称之为单边反响控制方式。另一种更简单的控制方法为，不再在原边增设反响电路，原边电路自始至终工作在特定状态，通过在副边增设调压电路，保证对负载的可靠供电。这种方法电路简单，易于实现，但功耗较大，效率偏低，也归结为单边控制方式[17】。双边控制方式，就是反响信号采样于副边的绕组电压或电流，或者直接是负载端的电压或电流，经无线传输至原边，原边相应处理电路根据反响值做出响应，从而调节原边能量发射端的传输功率，影响负载电路状态，实现实时精准控制。需要指明的是，双边式控-.z制方式中，反响信号必须由副边无线传输至原边接收，具体方式可根据适用场合确定，比如光电耦合、红外传输、射频，或者载波调制等，这样，原边至副边能量的传输，副边至原边信号的反响，都通过无线方式实现，使得无线电能传输系统具有了名副其实的意义。选择不同的控制方式，依据电路具体情况而定。通常来讲，单边式和双边式都能到达控制要求，从控制精度来看，双边式更有优势，但电路更为复杂，设计本钱高。2.2可别离变压器电路模型图2.2高频变压器的几种磁芯类型小功率的感应耦合式无线电能传输系统的可别离变压器，电路局部由原边绕组和副边绕组构成，即两个耦合线圈。根据互感线圈有无磁芯，可分为两类：有磁芯的和无磁芯的。有磁芯的，根据磁芯形状，又分为EI型、UI型、C型、0型等。图2.2展示了小功率高频可别离变压器的几种磁芯类型。图2.3展示了实验室条件下手工绕制的基于EE55图2.2高频变压器的几种磁芯类型图2.3EE55型可别离高频变压器对可别离变压器的建模分析[18_22]，通常有两种近似模型：普通变压器的T型等效电路模型和互感线圈模型[354G]。普通变压器是一个带铁芯的互感电路，因铁芯磁路的非线性，在电机学里，一般不采用互感电路的分析方法，而是把磁通分为主磁通和漏磁通进展研宄。变压器二次侧折算后，常用T型等效电路表示。本文不再作原理推导，直接给出结论如下列图2.4所示。图2.4普通变压器T型等效电路T常用T型等效电路表示。本文不再作原理推导，直接给出结论如下列图2.4所示。在仿真可别离变压器时，当耦合系数改变时，将引起以上两个量变化，且变化量不直观，导致计算公式繁琐，通常为分析简单计，不考虑该种建模方法。由图2.3可以看出，可别离变压器的气隙很大，这跟无线传输的距离有很大关系，一次侧和二次侧的绕组系松耦合，耦合系数远小于1，也即可别离变压器的漏电感比普通变压器的漏电感要大的多，甚至漏电感大于励磁电感，使用T型等效电路来分析，将产生较大误差。实际上，使用T型等效电路分析仿真可别离变压器，仅适用于特殊场合，例如可别离变压器带铁芯或磁芯，气隙很小，而且气隙固定，一、二次侧绕组无相对位移，变压器工作状态无较大变化[31]。通常情况下，都采用更准确的互感模型来分析建模。将可别离变压器等效为两个具有$磁耦合关系的线圈，当一、二次侧绕组相对距离变化或中心偏移或相对位置变化时，表现为耦合系数即互感值的变化。使用互感模型分析，不仅原理简单，计算方便，而且针对松耦合更为准确。可别离变压器的互感模型如下电路图2.5所示。图2.5可别离变压器的互感模型12下标为1代表一次侧，即原边，能量发射线圈，下标为2代表二次侧，即副边，能量接收线圈。4、矣是线圈的自感，A/为互感，j〞/2分别为流经线圈的电流，I)'、么分别为线圈的端电压，〃2分别为绕组的等效内阻，&为负载阻抗。先讨论传输效率/7与工作频率/的关系。上文述及，可别离变压器系松稱合，漏电感大，传输效率低，为提高效率，通常采用提高工作频率的方法，见如下关系式。整理得出可知，一次侧相当于电源，二次侧相当于负载，整个二次回路对一次侧电路的影响可以用一个等效阻抗$来表示，见下式。可知，传输到二次侧的总功率就是等效阻抗$上消耗的功率，互感电路简化为如下图2.6所示。图2.6互感模型简化电路可得传输效率为：分析上式，在电路工作状态确定的情况下，即々、矣、n、r2、M、&的值为定值时，传输效率与工作频率之间存在如下关系：频率越大，效率越高；频率越小，效率越低。需要指出的是，为了减小线圈的功耗，要求等效内阻rp〃2尽可能小，分析电路时通常为了简化计算，设〃1=〃2«0,考虑这样的实际情况，则上式〔2-5)进一步简化为：可以看出，如果二次侧的负载的阻抗角过大，则频率的大小变化对效率的影响不再明显，如果负载为纯电抗，则无论频率如何变化，对效率都不再产生影响。只有当负载为纯电阻或者阻抗角很小时，频率与效率之间存在较为明显的关系。需要注意的是，上文所说的传输效率是二次侧接收的能量A与一次侧发出的能量A之比，侧重可别离变压器的传输能力，A并非是二次侧负载所吸收的功率。下列图2.7展示了另一种可别离变压器，这种变压器完全由两组螺旋线圈耦合而成，直观上更像互感绕组。在分析此类变压器时，不再考虑T型等效电路模型，直接近似为互感。图2.7实验室手工绕制圆盘形螺旋线圈14本文研宄的锂电池无线充电平台，就是采用上图所示的螺旋线圈。充电平台应该是一个无倾斜的平面，锂电池负载置于平面之上，所以可别离变压器的原边线圈应设计为平面线圈。另一种可行的设计方案，将原边线圈制作成PCB线圈，如下列图2.8所示。图2.8并联六边形PCB线圈为使平面线圈在垂直方向产生的磁场紧致均匀，同时又最大限度地利用平面面积，一般采用正六边形构造，如上图2.8所示，相对单层线圈，3层的正六边形重叠构造，层与层的线圈中心错开一定角度，可以产生更为均匀的平面磁场。示意图如下列图2.9所示。图2.9三层正六边形线圈阵列示意图下列图2.10展示了三层PCB线圈的走线设计图。原边的线圈设计在可别离变压器参数设计中占据重要位置。它直接决定了绕组的传输效率和系统的静态功耗，在多负载应用场合，原边线圈的性能直接决定了系统的稳定性。对原边线圈的设计要求是，在充电平面的有效区域内，力求磁场均匀一致，同时线圈的内阻不宜过大，在小功率充电场合，控制在几欧姆上下。当副边线圈置于平台区域上，要求不同位置耦合性能一致。图2.10三层正六边形线圈阵列PCB设计图下文分析时，均采用互感模型来仿真可别离变压器。2.3补偿电路特性分析补偿电路有单边补偿和双边补偿之分。单边补偿指的是仅仅在系统的原边或者副边有补偿电路，而另一侧没有。双边补偿则在原边和副边都装设补偿电路。如前所述，可别离变压器或者线圈漏感较大，导致整个电路功率因数低下，系统无功功率过大，加重了电源负担。补偿电路是通过增加补偿电容C,使之与线圈的等效电感L构成LC谐振电路，从而提高传输能力，增大功率因数。根据电容C与电感L的连接方式,具体的补偿方式有串联补偿和并联补偿之分[26]。2.3.1单边补偿特性分析分析原边单边串联补偿特性，电路图如下列图2.11所示。图2.11原边串补的单边补偿电路由式〔2-3)可知，原边串联补偿电容C,后，一次侧的等效阻抗更新为如下式所示:忽略线圈的寄生电阻，设"1=〃2=0,负载阻抗4=凡+_/^，上式〔2-7)整理如下：补偿电容使电路工作于谐振状态，据此上式的虚部应为0。艮由M=k^I；，々为耦合系数，解上式，得出补偿电容的取值为：当负载为纯电阻，即^=0时，上式简化为：上式与式〔2-12)联立，解得：电路工作于谐振状态，即式〔2-8)虚部为0，电路阻抗为纯电阻，艮上式与式〔2-12)联立，解得：当负载为纯电阻，即义时，上式简化为：可见，采用原边单边串联补偿方式时，在电路参数确定后，需设定电路的工作频率，据此确定补偿电容值。补偿电容的计算公式很复杂，而且与负载状况有关。电路稳定性较差，不具有灵活性。当电路工作于谐振态时，电压增益只与系统频率有关，呈双曲线关系。分析原边单边并联补偿特性，电路图如下列图2.12所示。图2.12原边并补的单边补偿电路可得如下关系式：考虑负载为纯电阻，即义=0时，上式整理为：电路工作于谐振态，令虚部为0，计算得出补偿电容为：计算电压增益如下：令r1=r2=0,考虑负载为纯电阻，即义=0时，上式整理为：电路工作于谐振态，令虚部为0，计算得出补偿电容为：计算电压增益如下：-.z进一步简化如下：可见，采用原边单边并联补偿方式时，补偿电容值与电路参数、负载参数、频率有关，计算公式更为繁琐，不具有灵活性，电路稳定性差，与串补相似。不同的是，电压增益只与电路参数和频率相关，与频率成双曲线关系。即，不管是否存在并联补偿电容，不管电路是否处于谐振态，均不影响系统的电压增益特性。分析副边单边串联补偿特性，电路图如下列图2.13所示。图2.13副边串补的单边补偿电路令/l=r令/l=r2=0，考虑负载为纯电阻，即尤=0时，上式整理为：将上式整理为实部和虚部的形式，如下式所示：此时，补偿电容值的选择有两种方式，一是补偿副边，使系统的副边工作于谐振态，二是补偿整个电路，使系统一次侧工作于谐振态。

补偿电容为：此时一次侧阻抗为感性阻抗，如下式所示：系统电压增益为：考虑原边谐振，此时有式〔2-24)的虚部为0,解补偿电容方程如下所示：其中/^«2(^122-4<)，上述一元二次方程简写为似2+如+1=0的形式，其中a>0,补偿电容为：此时一次侧阻抗为感性阻抗，如下式所示：系统电压增益为：考虑原边谐振，此时有式〔2-24)的虚部为0,解补偿电容方程如下所示：解得込其中込为副边电路品质因数，yt为原副边耦合系数。可以看出，原边k谐振只有在副边电路满足一定条件下才可能实现，而且，补偿电容值不唯一，导致系统出现多个谐振点，即频率分叉现象。在设计电路时，应予以防止，通常不考虑此类补偿方式。分析副边单边并联补偿特性，电路图如下列图2.14所示。图2.14副边并补的单边补偿电路令6=〃2=0，考虑负载为纯电阻，即义,=0，上式整理为实部与虚部的形式如下：一次侧阻抗为：补偿电容值的选择同样有两种方式，考虑副边谐振时，此时C2与式〔2-26)具有一样的形式，Z,与式〔2-27)具有一样的形式，也即，当补偿电容使副边谐振时，补偿电容的一次侧阻抗为：串联与并联对电路其他局部的影响是一样的。不同之处只在LC谐振回路内部，串联时发生电压谐振，并联时发生电流谐振。考虑原边谐振，此时令式〔2-32)虚部为0,解得C2=^71<0>可知使原边谐振cokL2的副边并联补偿电容值不存在，即在此种补偿方式下，原边电路不可能工作于谐振状态。上文讨论了单边补偿的四种方式：原边串联、原边并联、副边串联、副边并联。四种方式各有特点，整体而言，单边补偿灵活度低，计算繁琐，电路的稳定性差，甚至原边无法工作于谐振状态，达不到补偿的目的。所以，无线传输的电路设计，一般采用双边补偿方式，单边补偿只做理论性研究，或者用于负载固定的特殊场合，这里不再赘述。双边补偿特性分析同样，依据补偿电容与电路的连接方式，双边补偿可分为四类：原边串联副边串联补偿〔SS)、原边串联副边并联补偿〔SP)、原边并联副边串联补偿〔PS)、原边并联副边并联补偿〔PP)。括号中第一个字母代表原边，第二个字母代表副边，S表示串联补偿，P表示并联补偿。对双边补偿电路进展分析时，考虑负载为纯电阻性负载。分析SS补偿特性，电路图如下列图2.15所示。图2.15原边串联副边串联补偿方式电路图有如下关系式：双边补偿要求原、副边均工作于谐振状态，即在*一工作频率?下，副边形成串联谐振，原边也形成串联谐振，则上式Z,、Z2的虚部均为0，可得出补偿电容值如下：可知，补偿电容具有最简计算形式，而且不再与负载相关，仅与自身电路特性参数有关。双边谐振时，上式〔2-33)简化为：进一步得出如下式：可见，在SS补偿方式下，补偿电容具有最简形，原、副边在同一频率下同时工作于谐振态，负载电流不受负载大小影响，成为恒流源。电压增益与频率成反比，与负载成正比，形式简单。此种补偿方式适用于恒流负载场合，如充电回路。考虑到A»r2«考虑到A»r2«r,*0,»r2wr,w0,上式可继续简化为：图2.16原边串联副边并联补偿方式电路图忽略原、副边的线圈寄生电阻，上式简化为：忽略原、副边的线圈寄生电阻，上式简化为：响一样，可知有如下结果：令上式虚部为0，解得：此时有z2令上式虚部为0，解得：此时有z2=a,= 副边对原边的影响与副边补偿电容串联时对原边的影Rl可知，在SP补偿方式下，当忽略线圈寄生电阻时，原、副边补偿电容值的计算具有最简形，副边对原边的影响与副边串补时一致，即副边谐振时，其补偿方式对原边无影响。负载中流过的电流与原边电流同相位，但大小与负载本身有关，不再为恒流源。电压增益特性曲线变化较陡，与频率平方成反比，与负载阻抗平方成正比。二次绕组电流比一次绕组电流滞后一定相位角，滞后角度与二次侧电路品质因数相关。图2.17原边并联副边串联补偿方式电路图分析PS补偿特性，电路图如下列图2.17所示。由上文分析可直接得出副边谐振补偿电容值为C2—，副边阻抗为Z2=r分析PS补偿特性，电路图如下列图2.17所示。(oL2二次侧反响阻抗为z丨，则一次侧阻抗为：r2+RL整理为实部加虚部的形式，如下：令上式虚部为0，解得原边补偿电容值为：过补偿，即令原边补偿电容值为最简形(:,=4一，这种情况下，原边阻抗不再为纯电阻，0)1^可见，补偿电容值与负载和互感存在关系过补偿，即令原边补偿电容值为最简形(:,=4一，这种情况下，原边阻抗不再为纯电阻，0)1^可见，补偿电容值与负载和互感存在关系，使电路不具有灵活性。另一种补偿方案为显容性，原边电路不再工作于谐振状态，电路功率因数低，传输能力不高。可以得出：上式〔2-50)与式〔2-28)形式一致，即PS双边补偿电压增益特性与副边单边串联补偿电压增益特性一致，可知，原边补偿电容并联时，对电路的电压增益不构成影响。负载电流与负载阻抗存在关系，即无恒流源特性。计算公式复杂，涉及变量较多，在对负载电流需要准确控制的场合，不宜采用PS补偿方式。分析PP补偿特性，电路图如下列图2.18所示。图2.18原边并联副边并联补偿方式电路图PP补偿时，副边电路与SP补偿时一致，由上文分析结果可知，副边阻抗Z2与式(2-38)有一样形式，忽略绕组寄生电阻后，解得副边补偿电容值为(：2=—|一，为最简形式。副co12边阻抗为么2=尺，反响阻抗为Z丨一次侧阻抗为：Rl上式与式〔2-45)只差线圈寄生电阻r,、r2,将上式整理为实部加虚部的形式，结果应与式〔2-46)中将〃2置0后的形式一致，如下所示：令上式虚部为0,解得原边补偿电容值为——^——结果与式〔2-48)1()4+(0)1^^)2一致。此时，式〔2-53)简化为一个纯电阻，结果如下：原边绕组电流为：分析副边绕组电流情况，可知关系式满足式〔2-43),这里不再列写一样方程，直接给出结果如下：可知，负载电流与原边绕组电流同相位，电流大小与负载本身有关，无恒流源特性。电压增益关系式复杂，副边绕组电流与原边绕组电流存在相位差，其滞后相位角由副边电路品质因数决定。上文详细分析了单边补偿四种方式以及双边补偿的四种方式，每种补偿方式都具有各自的特点。通过以上分析，可以总结出如下结论：单边补偿比双边补偿效果要差的多，表现在其补偿电容的形式均与线圈寄生电阻相关，以副边补偿时为最差。副边串联时会出现频率分叉现象，副边并联时原边又不可能谐振，起不到补偿作用。原边并联时，此时系统电压增益特性恒定，与补偿电容及电路工作状态均无关。双边补偿时，原边的并补电容将极大地使相关参数的计算复杂化，而且均与线圈寄生电阻相关，忽略时造成较大计算误差。原边串补方式相比更为理想，此时副边并补时副边并补电容与寄生电阻有关，副边串联时则均与线圈寄生电阻无关，即忽略其大小时，不会影响电路参数的准确计算，而且此时具有恒流源特性，这在8中补偿方式中是唯一的。本课题研宄的锂电池无线充电平台系统中，负载为直流充电回路，要求电源为恒流源，比照上述补偿方式，可知唯一满足要求的补偿方式为SS补偿方式。此种补偿方式下，电容计算具有最简形，防止了一、二次线圈之间传输无功功率，极大提高了输电能力[4M8】。在SS补偿方式下，有可能出现频率分叉现象，在设计电路时必须予以防止。下文涉及到频率分叉现象时，再做详细分析。整流与逆变电路整流电路本节只简单讨论单相整流与逆变电路，三相整流逆变与本课题研究无关，不再赘述。整流电路按组成器件可分为不可控、半控和全控三种[23]，按电路构造可分为桥式电路和零式电路，等等，存在多种分类方法，下文只讨论单相半波不可控整流电路和单相桥式全控整流电路。单相半波不可控整流电路如下列图2.19所示，只考虑负载为纯电阻情况。图2.19单相半波不可控整流电路二极管单向导电性，正向导通，电阻为0,表现为短路，反向截止，电阻无穷大，表现为断路。输入电压％为正弦交流电压，输出电压％为负载端电压，％、的波形图如下图2.20所示。图2.20%、w2电压波形图设电压％的有效值为?7,,则有w, ，计算电压％的直流输出平均值[/2为:可见，半波整流电能利用率低，输出直流电压平均值水平不及输入正弦波形有效值的一半，在可控半波整流电路中，采用相控方式，当触发角在[0，;r]上变化时，输出电压将更低。而且，输出波形脉动大，使输入电流包含大量直流分量。实际上很少采用此种电路,仅作理论上的分析研宄。单相桥式全控整流电路如下列图2.21所示，只考虑负载为纯电阻情况。输入w,为正弦交流电压，有效值为[/,，有u'=yliu'sin((uth晶闸管VTdDVT2组成一对桥臂，乂丁3和¥丁4组成另一对桥臂。为简单分析计，假定可控晶闸管的触发角均为0。，即％正半周时，VT,和VT4导通，负载及承受正向电压w2,方向如图2.21所示；负半周时，乂乃和乂乃导通，负载仍承受正向电压w2，方向不变，即负载承受直流电压。图2.21单相桥式全控整流电路«2的波形图如下列图2.22所示。图2.22w,,w2波形图在交流电源的正负半周都有整流输出电流流过负载，在一个周期内，整流电压脉动2次，多于半波整流电路，属于双脉波整流电路。在正负半周，输入电流方向相反且波形对称，平均值为0，即直流分量为0。当触发角a不为0,在区间当触发角a不为0,在区间[0,;r]上变化时，上式修正为：对于由全桥整流器和滤波电容组成的整流电路，讨论分析其交流等效阻抗与直流阻抗昊的关系。吸收的功率为P2,有下式成立：输入功率设为则有由能量守恒可得出交流等效阻抗与直流Req阻抗尽的关系如下式所示：逆变电路逆变电路与整流电路相反，单相逆变可分为半桥逆变电路与全桥逆变电路，如下列图2.23所示。图2.23半桥逆变电路与全桥逆变电路图半桥逆变电路中，轮流导通VTdDVT2，输出为交流方波，幅度为五，幵关管关断时承受反向电压为五，因分压电容的存在，输出交流电流中不含直流分量。全桥逆变电路中，VT,和VT2组成一桥臂，VT3和乂丁4组成另一桥臂，VT,、VT4导通时，VT2、VT3关断；VT,、乂丁4关断时，VT2、VT3导通，输出为交流方波，幅度为2£,幵关管关断时承受反向电压为£，当输出方波占空比不为50%时，输出交流电流中含有直流分量。通常情况下，为防止同一桥臂上下两个开关管同时导通，造成桥臂直通短路，将一组开关管设置死区时间，这样输出方波占空比不再为50%，即输出交流电流中不可防止要出现直流分量。5本章小结本章简述了感应式无线电能传输系统的电路拓扑，对系统电路中重要组成局部，如可别离变压器、补偿电路、整流逆变做了详细的建模分析和理论推导，可别离变压器采用互感模型，补偿电路采用SS补偿方式，此时，系统具有恒流源特性，而且绕组寄生电阻的存在不影响补偿电容具有最简形。本章最后局部介绍了整流逆变电路，推导了交流等效电阻与直流电阻的关系。3单负载锂电池无线充电平台设计3.1锂电池负载特性2012年现行市面上便携电子设备，例如手机的供电电源一般采用3.7V锂离子电池，充电限制电压4.2V，充电容量1600mAh。锂电池的充电过程由相应的充电管理芯片辅助完成，bq2057系列ICs是TI公司推出的锂电池线性充电管理芯片，工作时将充电过程分为三个阶段：预充电、恒流充电、恒压蓄电。典型的充电特性曲线如下列图3.1所示。图3.1典型充电特性曲线分析充电过程。图中实线为充电电流，虚线为电池端电压。当充电电路就绪时，bq2057C利用外部的热敏电阻，连续不断地检测电池温度，只有电池温度处于规定平安阈值内，bq2057C才允许充电。首先，检测电池剩余电压，当低于最低充电电压阈值(典型值为3.1V)时，进入预充电过程，即conditioning,此时充电形式为t旦流充电，只是充电电流很小，约为正常充电电流〔RegulationCurrent)的10%，较小的充电电流同时也减小了外部电路的热损耗，电池电压随着充电进展近似线性升高，到达最低充电电压阈.值时，预充电过程完毕。另，当检测电池剩余电压高于L时，充电过程跳过预充电，直接进入恒流充电阶段，即constantcurrent。在恒流充电阶段，充电电流阶跃为正常充电电流RegulationCurrent,此直流电流值可通过bq2057C外围电路设置，期间随着充电的进展，电池端电压从最低充电电压阈值％开场继续近似线性增加，直到到达标准充电电压&^(标准值为4.2V),—般会略高于Vg,到达VPACK,如上图所不，此时t旦流充电阶段完毕，进入下一步：恒压蓄电阶段，即constantvoltage。在恒压

蓄电阶段，电池电压从vPAeK渐渐降低，稳定至标准充电电充电电流不再为恒流，从正常充电电流RegulationCurrent开场以指数速率衰减，当充电电流值衰减为正常充电电流RegulationCurrent的10%时，恒压蓄电过程完毕，同时整个充电过程完毕。当电池电压降落到低于再充电门槛电压VReH时，bq2057C将自动进入充电模式，开场为电池再充电。充电管理芯片bq2057C采用直流电源供电，本文设定供电电压恒为+5V，输出电流随充电电流变化而变化。将充电电路等效为直流电阻性负载，可知等效负载的电阻值不唯一,在三个充电阶段表现出不同阻值：预充电时为一固定值，阻值较大；恒流充电时为另一固定值，阻值较小；恒压蓄电时为时变电阻，阻值由小变大。充电管理芯片bq2057C的外部引脚排列图如下列图3.2所示。图3.2bq2057引脚图引脚说明如下：SNS：电流检测输入端。该端与外部检测电阻一端直接相连，通过检测该管脚上的电压值，得出流过检测电阻的电流，即充电电流。BAT：电池电压输入。该端直接连接电池正极，将电池电压水平反响入芯片内部。VCC：电源输入端。该端外接直流电源，供芯片正常工作。推荐电源电压最低值不低于4.5V，最高值不超过15V。TS：温度检测输入端。该管脚为外部电池温度控制电路的输入管脚，bq2057通过测量TS相对VSS的电压来连续监控电池温度。该管脚亦可以作为充电制止输入端，将该输入端连接VCC/2可使该管脚功能失效。STAT：充电状态输出端。该管脚输出可表示三种状态：正在充电、充电完成和温度警告。VSS：接地端。CC：充电控制输出端。该管脚为内部源级跟随器的输出，通过驱动外部晶体管，来调整控制充电电流和电压。P：充电速率补偿输入端。该管脚设置充电速率补偿水平。电压调节的输出可被编程以作为提供给电池的充电电流的函数而变化。使用此功能可以减少充电时间，提高充电速率。该技术允许在充电进展时对电池组的内部阻抗进展平安的动态的补偿。电路构造为高压侧电流检测时，将该管脚与VCC相连，或者电路构造为低压侧电流检测时，将该管脚与VSS相连，可以使补偿功能制止。但，该管脚不允许悬浮。图3.3低压降单〔双〕锂电池充电电路检测电阻Rsns的计算公式如下式所示。下列图3.3展示了使用一个PNP图3.3低压降单〔双〕锂电池充电电路检测电阻Rsns的计算公式如下式所示。充电电路为高压侧电流检测构造时，bq2057C的VSNS典型值为105mV,为设计充电电流，即RegulationCurrent,本文设计充电电流为500mA，则代入上式，可得出Rsns=0.21Q,取最接近的标称值0.2Q。电压管理反响是通过BAT管脚实现的，该输入端与电池组的正极直接相连，通过管理BAT管脚相对VSS管脚的电压来控制充电电压，bq2057系列提供了四种固定电压水平，-.zbq2057C为4.2V。关于充电器状态的报告，bq2057使用三态STAT管脚的输出表示，下表3-1列出了该管脚的输出状态。表3-1STAT管脚输出特性工作状态STAT输出正在充电高电平充电完成低电平温度警告或休眠模式尚阻当VCC跌落到低于BAT管脚电压时，bq2057进入休眠模式，该特性可以防止在电源电压消失时充电电路对电池组的反向耗电。本文在搭建充电器电路时，将温度检测输入端TS和充电速率补偿端COPM两管脚的功能制止，以简化电路设计，同时STAT端连接两个发光管以区分工作状态。3.2系统电路参数设计负载等效阻抗计算根据第二章对感应式无线电能传输系统的分析，本节将直接给出单负载锂电池频率跟踪式无线充电平台的设计电路框图，如下列图3.4所示。图3.4无线电能传输系统框图补偿电路采用SS补偿方式，副边整流电路为桥式电路，输出端并联滤波电容。上节3.1提到，充电电路的供电电源为+5V，则上图副边稳压控制电路的输出电压应为+5V,采用简单的调压电路，可以使用7805实现该要求，同时应考虑所选电路的载流能力，设计标准充电电流为500mA,则要求副边电路器件可以在该电流值下正常稳定工作，7805的最大允许峰值电流为500mA，可以适用于该电路。7805的输入电压应高于5V,为使充电电路稳定工作，7805的入端电压应留足裕量，取+8V。设定稳压电路的输入电压恒为+8V，将后续充电电路等效为直流电阻确定&的取值*围。预充电时，预充电电流为RegulationCurrent的10%，即500/10=50mA，此时35等效直流电阻Rl可由8V/50mA=160n近似得出；恒流充电时，R,约为8V/500mA=16Q;恒压蓄电时，充电电流不再恒定，由标准充电电流以指数速率降低为充电截止电流，约为RegulationCurrent的10%，可知此阶段等效直流电阻为时变电阻，阻值由小变大，从16Q增至160Q，充电过程完毕。综上，等效直流电阻&的变化区间为：[16Q，160Q]。可别离变压器为平面螺旋线圈，以互感模型代替，涉及参数五个：原边自感4、副边自感矣、互感M(耦合系数々〕、原边绕组电阻副边绕组电阻二次侧绕组系松耦合，实验室条件下采用多股铜导线手工绕制平面螺旋线圈，测定耦合系数在0.5上下，在理论分析电路参数时，先假定耦合系数；t为0.5。互感值的测定方法如下步骤，互感电路如下列图3.5所示。如下图，A、B为同名端，将a、B端连接，测定A、b端的自感值，记为Lp。推导\与线圈