一种基于正激变换器的开关电源设计方法(完整版)实用资料

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一种基于正激变换器的开关电源设计方法

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1引言经过多年的发展，开关电源技术已经取得了很大成功，其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂，涉及的元器件较多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验，也有一定的难度。对于第一个问题，由于目前各种开关电源虽然形式多样，结构各异，但其大都源于几种基本的dc-dc变换器拓扑结构，或者是这些基本电路组合，因此，可以对几种基本dc-dc变换器进行分析，将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题，随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善，人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。本文在对基本的buck变换器电路拓扑分析的基础上，对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析，发现可以通过等效变换，从buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外，采用pspice仿真软件进行了电路仿真试验，仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。2buck变换的拓扑结构与参数设计

基本buck变换器的电路拓扑结构如图1所示，由电压源vi、串联开关s、续流二极管vd和由lc组成的电流负载组合而成，其中l的大小决定输出电流纹波，而输出电压纹波则由c决定，这是最基本的一种直流变换器。图1基本的buck变换器文献[1]给出了buck变换器的电路设计公式，根据buck变换器的输出公式:

式中:ρ为占空比，且有:ρ＝ton/t，则ρ＝vo/vi。

电感l的计算公式为:

式中:f为开关频率;

iomin为输出最小电流。

而电容c的计算公式为:

式中:δvo为输出电压纹波。3正激变换的公式推导3.1拓扑结构与工作模式

一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示，由于正激变换器是在基本的buck型变换器基础上多了一个隔离变压器t1、一个二极管vd1和一个由回收绕组n3和箝位二极管vd3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化，所以设计时不能直接使用上述基本buck变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析，采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的buck变换电路，由此可将基本buck变换电路的参数计算公式(2)和(3)推广到一类正激变换器的参数计算，建立新的设计公式。图2单管正激变换器主电路结构正激变换器的工作模式为:

(1)当v1导通时，二极管vd1导通，输入电网经变压器耦合向负载传输能量，此时，滤波电感l1储能;

(2)当v1截止时，二极管vd1截止，电感l1中产生的感应电势使续流二极管vd2导通，电感l1中储存的能量通过二极管vd2向负载释放。3.2等效变换与参数计算

根据对正激变换器工作模式的分析，可以发现二极管vd1的通断与开关管v1的通断同步，因此可以将二极管vd1用一个等效开关管v代替，如果可以忽略v1的导通压降，则变压器副边绕组的感生电压为:

式中:k为变压器的匝比，且有k＝n1/n2。如果用一个大小为vi′的电压源代替变压器副边绕组，就可以将整个正激变换器的输出边等效变换为一个基本的buck变换器。等效电路如图3所示，图中用开关v代替了图2电路中的开关管v1与二极管vd1的作用。由此，通过等效变换的正激变换器主电路拓扑结构与图1所示的基本buck变换器的拓扑结构一致。这样，就可以采用基本buck变换器的参数计算公式(2)和(3)来设计正激变换器。图3等效buck变换器由图3可将公式(2)和(3)推广，得到等效后的正激变换器参数计算:

（1）占空比的计算:

（2）滤波电感的计算:

（3）滤波电容的计算:

式(5)、(6)和(7)即为正激变换器的参数计算公式，从式(5)可知占空比不仅与输入输出电压有关，还跟变压器的匝比有关，与式(2)和式(3)相比，滤波电容与电感的计算也多了一个变压器的匝比参数k。3.3计算公式验证

现通过pspice仿真来验证所推公式的正确性。设计一个正激变换器，要求其输入电压为48vdc，输出电压为12vdc，输出电流为5a，输出电压纹波分量δvo为1v，开关频率f为50khz。先选定ρ＝0.4，即ton＝8μs，再由式(5)、(6)和式(7)算出变压器的匝数比为1.6，l1＝15μh，c1＝24μf，而rl＝vo/io＝2.4ω。在pspice下绘制电气原理图，并对其进行暂态时域分析，仿真时间设为1ms。

仿真输出电压波形如图4所示，可以看出，其输出电压在0.2ms后就已经稳定在所要求的12v上了，其输出纹波也完全符合要求，从而证明前面所推公式是正确的。图4双管正激变换器主电路

4开关电源设计举例

现利用上述方法，设计一个双管正激型开关稳压电源，要求输入电压为48vdc，输入变化范围为±5％，输出电压为12vdc，输出电压纹波范围为1v，输出电流为5a，开关频率为50khz。（1）主电路参数计算

选取双管正激电路作为开关稳压电源的主电路，如图5所示。其工作原理与单管正激变换器相同，只是这里的两个开关管同时导通和关断，且因为有vda、vdb，不需另外的复位电路。控制电路则采用简单的电压控制模式。图5双管正激变换器主电路

这里可以直接用正激变换器的公式计算其参数。由设计要求可知t＝1/f＝20μs，r＝vo/io＝2.4ω，iomin＝11.5v/2.4ω＝4.79a。由于双管正激电路占空比最大只能为0.5，因此可以选取当输入为45.6v(输入电压最小)时，占空比为0.45，然后由式(5)算出变压器的变比为7/4，由式(6)求出电感l=13μh，根据式(7)解出电容c=25μf。(2)控制电路参数计算

开关电源采用占空比控制方式，可分为电压模式控制和电流模式控制两大类。电压模式控制仅有一个电压控制环，电流模式控制中还存在电流内环。这里采用电压模式控制，如图6所示，运算放大器u1为电压控制器，运算放大器u2为比较器。其控制原理为，取样于输出电压的反馈电压uf与给定电压v3相比较，经过比例积分环节，输出电压再与锯齿波v1比较，产生一个pwm波，去驱动开关管。图6开关稳压电源的控制电路控制电路采用pi电压调节器，需要确定的参数有c2、r3和r2，还有输出采样电阻。选取取样电压为输出电压的1/6，取样电阻的值最后根据调试结果确定。根据不同要求的输出电压，调节可变电阻r6，以获得相应的给定电压。取截止频率为开关频率的1/20，即τ=0.0004s。取r2=10kω，先取放大倍数kp=10，则r3=100kω，c2=τ/r3=40pf。5仿真试验

将设计的开关电源用pspice进行仿真，首先在pspice下绘制电气原理图，仿真电路如图7所示。再按上述步骤进行参数设计，最后进行仿真试验和电路调试，由于仿真试验的主要目的在于参数的确定和调试，因此，为简便起见可暂不考虑保护电路的作用。调试后的各参数最佳值见图7。图7开关稳压电源电路原理图

将图7所示的开关电源控制电路图用pspice进行仿真，并进行暂态时域分析，仿真时间设为2ms。仿真输出波形如图8所示:图8vi＝45v时的pwm波形、输出电压和取样电压波形图9vi＝48v时的pwm波形和输出电压从图8可以看出，其输出电压和反馈电压均满足设计要求。

从图9和10可以看到，虽然输入电压发生了变化，但该系统能实现对占空比的自动调节，使其输出电压稳定在所要求的12v，而且输出纹波和稳定时间均满足设计要求。图10vi＝51v时的输出电压波形图6结束语

本文通过对正激变换电路进行等效变换，将基本buck变换器的参数计算公式推广到一类正激变换电路的参数设计，并采用pspice仿真软件进行正激变换器的仿真试验，仿真结果表明了所推导公式是正确的。进而对开关电源进行了pspice仿真、调试，证明了所推导的正激变换器参数计算公式适用于所有隔离型buck变换电路。随着低成本、高性能DSP的出现,尤其是A/D和PWM性能的大幅提高。DSP控制的开关电源将越来越多地在电源工业中应用。基于DSP的数字控制能实现更丰富的功能控制策略。可以在一个标准化的硬件平台上,通过更新软件满足不同的需求。数字控制器也更少的受到环境变化和噪声的影响。TI公司推出的32位DSPTMS320F28系列,系统时钟达到100MHz,外设集成了高分辨率的PWM模块,转换速率高达160ns的12位A/D。相比TI早期推出的24系列DSP,各方面都有了很大的提高。这些都新功能的出现降低了DSP实用化的难度,然而对于多数电源工程师,他们大多数是模拟方面的专家,对于数字化设计则面临许多技术上的挑战。1电路模型仿真BUCK变换器的电路模型如图所示。其中各项电路参数如下:Vin=3￣4V,Vout=1.2V,最大输出电流Iout=20A,等效负载电阻RL=Vout/Iout=0.06Ω最大输出电压Vomax=1.3V;PWM开关工作频率fpwm=250kHz,电压环采样频率fs=250khzL=1μH,C=1800μF,等效串联阻抗Rc=0.004Ohm电压环带宽取fcv=20kHz,相位域度为45。电路的环路模型如图2所示。其中Gp(s根据Buck电路的小信号模型如下:在Matlab中分析Gp(s的环路特性如下;Vin=3.3;Rc=0.004;C=1800e-006;L=1e-006;Rl=0.061;Vomax=1.3;Gp=tf(Vin*[Rc*Cl1],[L*C*(1+Rc/RlRc*C+L/Rl1];sisotool(Gp;利用Matlab中的Sisotool工具设计一个校正函数Gc(s如下:校正后的环路特性如Figure4:利用Matlab中的c2d函数将Gc(s转为离散形式:Gcz=c2d(Gc(s,Ts,'t'ustin得到分解得到:U(n=1.598U(n-1-0.5985U(n-2+12.49E(n-22.81E(n-1+10.41E(n-2结论:当这个仿真结果用于实际的产品测试中,在从0到15A的动态变化时,只需要30μs的响应时间,这个结果是比较满意的。2软件实现代码根据U(n给出在DSPTMS320LF2801中一个基于DSP的DC/DC开关电源设计方法章道林(北京交通大学摘要:本文描述了TMS320F280X在DC/DC高频开关电源中的设计和应用。通过MATLAB给出一个BUCK拓扑的DC/DC变换器的波特图,接着设计一个较正环节用来优化变换器环路特性,最后给出DSP的软件编程。关键词:DSPBUCKPWM中图分类号:F407.61文献标识码:A文章编号:1673-0534(200610(a-0045-02图3图4图1电路模型图2环路模型(下转47页因为λ<0,故当t>20℃时δω>0,即转速表的示值稍高。相对误差为对于带重锤离心器的转速表所引证的公证,对于带圆环离心器的转速表同样也是适用的。若λ=-4×10-4,则当温度t=-60℃时离心式转速表的相对误差(用百分数表示为:d%=100%=2×10-4(-60-20210%=-1.6%由例题可以看出,离心式转速表的温度误差可能达到较大的数值。实现的代码:;Description:;Performsasecondorderdifferenceequationoftheform:;B2z^2+B1z+B0;U(z/E(z=-----------;-A2z^2-A1z+1;U(n=A1*U(n-1+A2*U(n-2+B0*E(n+B1*E(n-1+B2*E(n-2;U(n-1=>outputfromlastsamplecycle;U(n-2=>outputfrom2samplespast;E(n=>presenterror;E(n-1=>errorfromlastsamplecycle;E(n-2=>errorfrom2samplespast;|y(n-1|0CNTL_2P2Z_DBUFF;|y(n-2|2;|e(n|4;|e(n-1|6;|e(n-2|8;|b2=10.41*Q26=0x29a3d70a|0CNTL_2P2Z_COEFF;|b1=-22.81*Q26=0xa4c28f5c|2;|b0=12.49*Q26=0x31f5c28f|4;|a2=-0.5985*Q26=0xfd9b22d0|6;|a1=1.598*Q26=0x06645a1c|8;|a0=0|10;_CNTL_2P2Z_Fdbk:currentout-putvoltageADsample;_CNTL_2P2Z_RefoutputvoltagereferencevalueCNTL_2P2Z.macroxMOVWDP,#_CNTL_2P2Z_Ref:x:MOVLXAR4,@_CNTL_2P2Z_Ref:x:;NetpointertoRef(XAR4MOVLXAR5,@_CNTL_2P2Z_Fdbk:x:;NetpointertoFdbk(XAR5MOVLXAR6,_CNTL_2P2Z_Out:x:;NetpointertoOut(XAR6MOVLXAR7,CNTL_2P2Z_COEFF:x:;Localcoefficientpointer(XAR7SETCSXM,OVMMOVACC,*XAR4;Q15SUBACC,*XAR5;Q15LSLACC,#16;Q31;DiffequationMOVL@CNTL_2P2Z_DBUFF:x:+4,ACCMOVLXT,@CNTL_2P2Z_DBUFF:x:+8;XT=e(n-2,Q31QMPYLACC,XT,*XAR7++;b2*e(n-2,Q26*Q31(64-bitresultMOVDLXT,@CNTL_2P2Z_DBUFF:x:+6;XT=e(n-1,e(n-2=e(n-1QMPYLP,XT,*XAR7++;ACC=b2*e(n-2P=b1*e(n-1,Q26*Q31(64-bitresultADDLACC,P;64-bitresultinQ57,SoACCisinQ25MOVDLXT,@CNTL_2P2Z_DBUFF:x:+4;XT=e(n,e(n-1=e(nQMPYLP,XT,*XAR7++;ACC=b2*e(n-2+b1*e(n-1,P=b0*e(n,Q26*Q31(64-bitresult;64-bitresultinQ57,SoACCisinQ25ADDLACC,P;ACC=b2*e(n-2+b1*e(n-1+b0*e(n,Q25SFRACC,#1MOVL@CNTL_2P2Z_temp:x:,ACC;Q24MOVLXT,@CNTL_2P2Z_DBUFF:x:+2;XT=u(n-2,Q24QMPYLP,XT,*XAR7++;P=a2*u(n-2,Q26*Q24(64-bitresultMOVDLXT,@CNTL_2P2Z_DBUFF:x:;XT=u(n-1,u(n-2=u(n-1,Q24QMPYLACC,XT,*XAR7++;ACC=a2*u(n-2;64-bitresultinQ50,SoACCisinQ18ADDLACC,P;ACC=a1*u(n-1+a2*u(n-2,ACCinQ18LSLACC,#5;Q23ADDLACC,ACC;Q24ADDLACC,@CNTL_2P2Z_temp:x;Q24,ACC=a1*u(n-1+a2*u(n-2+b2*e(n-2+b1*e(n-1+b0*e(nMOVL@CNTL_2P2Z_DBUFF:x:,ACC;ACC=u(n(Q24;Saturatetheresult[0,1]MINLACC,*XAR7++MAXLACC,*XAR7++;moveresulttoUoutasaQ15LSLACC,#7MOV*XAR6,AH参考文献[1]Ridley.R.B.Averagesmall-signalanalysisoftheboostpowerfactorcorrectioncircuit.ProceedingsoftheVirginiaPowerElectronicsCenterSeminar(VPEC,Blacksburg,VA,Sept.1989.[2]Dixon.L.H.AveragecurrentModeControlofSwitchingPowerSupplies.UnitrodePowerSupplyDesignSemi-narManualSEM700,1990.在温度20℃±5℃时离心式转速表引用误差通常在±1%到2%的范围内。离心式转速表的示值与轴的旋转方向无关。转速表安装不正确所引起的误差。固定式转速表安装在设备上,所装的位置应符合调整和检定时的位置,否则将会产生误差。用于联接转速表轴和机器轴的传动装置(联轴节、软轴等等安装不正确,亦会引起仪器示值不正确。此外,转速表在工作时所引起的指针振动和大幅度摆动也与前面所研讨的误差相关联着。指针摆动很难进行读数。指针摆动是由于转速表机构装配不正确和个别零件制造上的缺陷而产生的。如转速表轴在轴承内纵横跳动,活动套环与轴不垂直、扇形齿轮轴的过大间隙,离心器重锤不平衡,传动轴齿轮啮合不正确等等都属于这类缺陷。指针较大幅度的摆动是由于转轴的缺陷及其安装的缺陷。如轴在轴承内卡着,齿轮啮合不正确以及活动套管内表面不平滑等因素造成的。(上接45页综合资讯在线阅读原文阅读在线商城下载专区DATASHEET技术论坛商务频道嵌入式系统单片机DSPEDA/PLD接口电路存储技术显示光电电源技术传感/控制模拟技术通信网络无线通信电测仪表消费电子汽车电子所在的位置:首页→技术文章→电源技术→正文入门最佳:OK-2440-IIIS3C2440ARM9开发板(开发板+培训教程+源码+开发工具红色飓风II代-Altera版USB2.0-CY7C68013-128S开发板红色飓风II代-Xilinx版一种基于正激变换器的开关电源设计方法发布日期:2006-03-15作者:郑慧汤天浩韩金刚来源:变频器世界摘要:本文通过对正激变换器拓扑进行等效变换,推导出其参数计算公式,并用Pspice对正激变换器电路进行仿真验证。最后,设计一个以双管正激电路为主电路的开关电源,并给出了Pspice的仿真结果。关键词:正激变换器等效变换参数计算Pspice仿真开关电源1引言经过多年的发展,开关电源技术已经取得了很大成功,其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂,涉及的元器件较多,以及要降低成本、提高可靠性,仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验,也有一定的难度。对于第一个问题,由于目前各种开关电源虽然形式多样,结构各异,但其大都源于几种基本的DC-DC变换器拓扑结构,或者是这些基本电路组合,因此,可以对几种基本DC-DC变换器进行分析,将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题,随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善,人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。本文在对基本的Buck变换器电路拓扑分析的基础上,对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析,发现可以通过等效变换,从Buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外,采用Pspice仿真软件进行了电路仿真试验,仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。2Buck变换的拓扑结构与参数设计基本Buck变换器的电路拓扑结构如图1所示,由电压源Vi、串联开关S、续流二极管VD和由LC组成的电流负载组合而成,其中L的大小决定输出电流纹波,而输出电压纹波则由C决定,这是最基本的一种直流变换器。图1基本的Buck变换器文献[1]给出了Buck变换器的电路设计公式,根据Buck变换器的输出公式:TIOMAP3530开发平台888元51单片机系列国内最超值的单片机学习开发系统ELITE-III单片机学习开发系统-支持ATMEL、STC、WINBOND、SST四种芯片编程-支持USB接口编程-功能强大-精美包装ELITE-IV单片机开发系统248元单片机读写U盘方案-SL811HST开发套件ARM开发板系列Basic2410+3.5寸套装lVGA1024*768S-video接口lwinceBSP6.0OK-2440-III+3.5寸套装(送配套教材书Micro2440开发板+3.5NEC套装式中:ρ为占空比,且有:ρ=ton/T,则ρ=Vo/Vi。电感L的计算公式为:式中:f为开关频率;Iomin为输出最小电流。而电容C的计算公式为:式中:ΔVo为输出电压纹波。3正激变换的公式推导3.1拓扑结构与工作模式一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示,由于正激变换器是在基本的Buck型变换器基础上多了一个隔离变压器T1、一个二极管VD1和一个由回收绕组N3和箝位二极管VD3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化,所以设计时不能直接使用上述基本Buck变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析,采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的Buck变换电路,由此可将基本Buck变换电路的参数计算公式(2和(3推广到一类正激变换器的参数计算,建立新的设计公式。图2单管正激变换器主电路结构正激变换器的工作模式为:(1当V1导通时,二极管VD1导通,输入电网经变压器耦合向负载传输能量,此时,滤波电感L1储能;(2当V1截止时,二极管VD1截止,电感L1中产生的感应电势使续流二极管VD2导通,电感L1中储存的能量通过二极管VD2向负载释放。3.2等效变换与参数计算根据对正激变换器工作模式的分析,可以发现二极管VD1的通断与开关管V1的通断同步,因此可以将二极管VD1用一个等效开关管V代替,如果可以忽略V1的导通压降,则变压器副边绕组的感生电压为:式中:k为变压器的匝比,且有k=N1/N2。如果用一个大小为Vi′的电压源代替变压器副边绕组,就可以将整个正激变换器的输出边等效变换为mini2440开发板+NEC3.5TE-2440-II开发板l双网口lCAN总线lVGA接口l工业设计FPGA/CPLD开发板系列红色飓风II代-Altera版(EP1C6Q240FPGA开发板红色飓风II代-Xilinx版(XC3S400FPGA开发板NIOSII2.1——EP1C6FPGA开发板FPGAEP1C6开发板NIOSII2.1——EP1C12开发板CycloneIIEP2C8音频开发板EPM7128CPLD开发板EPM1270T144CCPLD开发板一个基本的Buck变换器。等效电路如图3所示,图中用开关V代替了图2电路中的开关管V1与二极管VD1的作用。由此,通过等效变换的正激变换器主电路拓扑结构与图1所示的基本Buck变换器的拓扑结构一致。这样,就可以采用基本Buck变换器的参数计算公式(2和(3来设计正激变换器。图3等效Buck变换器由图3可将公式(2和(3推广,得到等效后的正激变换器参数计算:(1占空比的计算:(2滤波电感的计算:(3滤波电容的计算:式(5、(6和(7即为正激变换器的参数计算公式,从式(5可知占空比不仅与输入输出电压有关,还跟变压器的匝比有关,与式(2和式(3相比,滤波电容与电感的计算也多了一个变压器的匝比参数k。3.3计算公式验证现通过Pspice仿真来验证所推公式的正确性。设计一个正激变换器,要求其输入电压为48VDC,输出电压为12VDC,输出电流为5A,输出电压纹波分量ΔVo为1V,开关频率f为50kHz。先选定ρ=0.4,即ton=8μs,再由式(5、(6和式(7算出变压器的匝数比为1.6,L1=15μH,C1=24μF,而RL=Vo/Io=2.4Ω。在Pspice下绘制电气原理图,并对其进行暂态时域分析,仿真时间设为1ms。仿真输出电压波形如图4所示,可以看出,其输出电压在0.2ms后就已经稳定在所要求的12V上了,其输出纹波也完全符合要求,从而证明前面所推公式是正确的。USBBlaster下载器DSP开发板系列DSP2812S-STUDY-KIT开发板DSP2812+USB2.0CY7C68001学习开发平台DSP2812-Pro多功能开发板DSP2407A+USB2.0+NET开发板DSP28335Lite学习开发板DSP28335S学习开发板DSP5509S-STUDY-KIT学习开发板DSP5416+FPGA1C6+USB2.0CY7C68001开发板DSP5402网络语音开发板DSP+CPLD+单片机学习板XDS510-USB2.0仿真器USB2.0/CAN总线开发板系列USB2.0-CY7C68013A-56开发板USB2.0-CY7C68013-128S开发板无线通信开发板系列无忧无线nRF9e5SOC开发平台无忧无线nRF24Z1高保真数字音频传输开发平台图4双管正激变换器主电路4开关电源设计举例现利用上述方法,设计一个双管正激型开关稳压电源,要求输入电压为48VDC,输入变化范围为±5%,输出电压为12VDC,输出电压纹波范围为1V,输出电流为5A,开关频率为50kHz。(1主电路参数计算选取双管正激电路作为开关稳压电源的主电路,如图5所示。其工作原理与单管正激变换器相同,只是这里的两个开关管同时导通和关断,且因为有VDA、VDB,不需另外的复位电路。控制电路则采用简单的电压控制模式。图5双管正激变换器主电路这里可以直接用正激变换器的公式计算其参数。由设计要求可知T=1/f=20μs,R=Vo/Io=2.4Ω,Iomin=11.5V/2.4Ω=4.79A。由于双管正激电路占空比最大只能为0.5,因此可以选取当输入为45.6V(输入电压最小时,占空比为0.45,然后由式(5算出变压器的变比为7/4,由式(6求出电感L=13μH,根据式(7解出电容C=25μF。(2控制电路参数计算开关电源采用占空比控制方式,可分为电压模式控制和电流模式控制两大类。电压模式控制仅有一个电压控制环,电流模式控制中还存在电流内环。这里采用电压模式控制,如图6所示,运算放大器U1为电压控制器,运算放大器U2为比较器。其控制原理为,取样于输出电压的反馈电压uf与给定电压V3相比较,经过比例积分环节,输出电压再与锯齿波V1比较,产生一个PWM波,去驱动开关管。图6开关稳压电源的控制电路控制电路采用PI电压调节器,需要确定的参数有C2、R3和R2,还有输出采样电阻。选取取样电压为输出电压的1/6,取样电阻的值最后根据调试结果确定。根据不同要求的输出电压,调节可变电阻R6,以获得相应的给定电压。取截止频率为开关频率的1/20,即τ=0.0004s。取R2=10kΩ,先取放大倍数Kp=10,则R3=100kΩ,C2=τ/R3=40PF。5仿真试验将设计的开关电源用Pspice进行仿真,首先在Pspice下绘制电气原理图,仿真电路如图7所示。再按上述步骤进行参数设计,最后进行仿真试验和电路调试,由于仿真试验的主要目的在于参数的确定和调试,因此,为简便起见可暂不考虑保护电路的作用。调试后的各参数最佳值见图7。图7开关稳压电源电路原理图将图7所示的开关电源控制电路图用Pspice进行仿真,并进行暂态时域分析,仿真时间设为2ms。仿真输出波形如图8所示:图8Vi＝4V5时的PMW波形、输出电压和取样电压波形图9Vi＝4V8时的PMW波形和输出电压从图8可以看出，其输出电压和反馈电压均满足设计要求。从图90和1可以看到，虽然输入电压发生了变化，但该系统能实现对占空比的自动调节，使其输出电压稳定在所要求的1V2，而且输出纹波和稳定时间均满足设计要求。图106结束语Vi＝5V1时的输出电压波形图本文通过对正激变换电路进行等效变换，将基本Bc变换器的参数计算公式推广到一类正激变换电路uk的参数设计，并采用Ppc仿真软件进行正激变换器的仿真试验，仿真结果表明了所推导公式是正确的。sie进而对开关电源进行了Ppc仿真、调试，证明了所推导的正激变换器参数计算公式适用于所有隔离型sieBc变换电路。uk(全文结束信息发布:转引自:【大中小】【打印】【关闭】相关文章谢谢，现在还没有相关信息...关于我们┋友情链接深圳市福田区海滨广场恒福花园恒华阁1F1：05-8082：05-8080758357758358Cprgtoyih2005-2007无忧电子开发网版权所有粤IP5623C备0043号开关电源的几种热设计方法1.引言

开关电源已普遍运用在当前的各类电子设备上,其单位功率密度也在不断地提高.高功率密度的定义从1991年的25W/in3、1994年36W/in3、1999年52W/in3、2001年96W/in3,目前已高达数百瓦每立方英寸.由于开关电源中使用了大量的大功率半导体器件,如整流桥堆、大电流整流管、大功率三极管或场效应管等器件。它们工作时会产生大量的热量,如果不能把这些热量及时地排出并使之处于一个合理的水平将会影响开关电源的正常工作,严重时会损坏开关电源.为提高开关电源工作的可靠性,热设计在开关电源设计中是必不可少的重要一个环节。

2.热设计中常用的几种方法

为了将发热器件的热量尽快地发散出去,一般从以下几个方面进行考虑:使用散热器、冷却风扇、金属PCB、散热膏等.在实际设计中要针对客户的要求及最佳费/效比合理地将上述几种方法综合运用到电源的设计中。

3.半导体器件的散热器设计

由于半导体器件所产生的热量在开关电源中占主导地位,其热量主要来源于半导体器件的开通、关断及导通损耗.从电路拓扑方式上来讲,采用零开关变换拓扑方式产生谐振使电路中的电压或电流在过零时开通或关断可最大限度地减少开关损耗但也无法彻底消除开关管的损耗故利用散热器是常用及主要的方法.

3.1散热器的热阻模型

由于散热器是开关电源的重要部件,它的散热效率高与低关系到开关电源的工作性能.散热器通常采用铜或铝,虽然铜的热导率比铝高2倍但其价格比铝高得多,故目前采用铝材料的情况较为普遍.通常来讲,散热器的表面积越大散热效果越好.散热器的热阻模型及等效电路如下图所示

半导体结温公式如下式如示：

Pcmax(Ta)=(Tjmax-Ta)/θj-a(W)-----------------------(1)

Pcmax(Tc)=(Tjmax-Tc)/θj-c(W)-----------------------(2)

Pc:功率管工作时损耗

Pc(max):功率管的额定最大损耗

Tj:功率管节温

Tjmax:功率管最大容许节温

Ta:环境温度

Tc:预定的工作环境温度

θs:绝缘垫热阻抗

θc:接触热阻抗(半导体和散热器的接触部分)

θf:散热器的热阻抗(散热器与空气)

θi:内部热阻抗(PN结接合部与外壳封装)

θb:外部热阻抗(外壳封装与空气)

根据图2热阻等效回路,全热阻可写为:

θj-a=θi+[θb*(θs+θc+θf)]/(θb+θs+θc+θf)----------------(3)

又因为θb比θs+θc+θf大很多,故可近似为

θj-a=θi+θs+θc+θf---------------------(4)

①PN结与外部封装间的热阻抗(又叫内部热阻抗)θi是由半导体PN结构造、所用材料、外部封装内的填充物直接相关.每种半导体都有自身固有的热阻抗.

②接触热阻抗θc是由半导体、封装形式和散热器的接触面状态所决定.接触面的平坦度、粗糙度、接触面积、安装方式都会对它产生影响。当接触面不平整、不光滑或接触面紧固力不足时就会增大接触热阻抗θc。在半导体和散热器之间涂上硅油可以增大接触面积，排除接触面之间的空气而硅油本身又有良好的导热性，可以大大降低接触热阻抗θc。

当前有一种新型的相变材料，专门设计用采取代硅油作为传热介面，在65℃（相变温度）时从固体变为流体，从而确保界面的完全润湿，该材料的触变特性避免其流到介面外。其传热效果与硅油相当，但没有硅油带来的污垢，环境污染和难于操作等缺点。用于不需要电气绝缘的场合。典型应用包括CPU散热片，功率转换模块或者其它任何簧片固定的硅油应用场合，它可涂布在铝质基材的两面，可单面附胶，双面附胶或不附胶。

③绝缘垫热阻抗θs

绝缘垫是用于半导体器件和散热器之间的绝缘.绝缘垫的热阻抗θs取决于绝缘材料的材质、厚度、面积。下表中列出几种常用半导体封装形式的θs+θc

④散热器热阻抗θf

散热器热阻抗θf与散热器的表面积、表面处理方式、散热器表面空气的风速、散热器与周围的温度差有关。因此一般都会设法增强散热器的散热效果，主要的方法有增加散热器的表面积、设计合理的散热风道、增强散热器表面的风速。散热器的散热面积设计值如下图所示：

但如果过于追求散热器的表面积而使散热器的叉指过于密集则会影响到空气的对流，热空气不易于流动也会降低散热效果。自然风冷时散热器的叉指间距应适当增大，选择强制风冷则可适当减小叉指间距。如下图所示：

⑤散热器表面积计算

S=0.86W/(ΔT*α)(m2)

ΔT:散热器温度与周围环境温度（Ta）的差（℃）

α：热传导系数，是由空气的物理性质及空气流速决定。α由下式决定。

α=Nu*λ/L()

λ:热电导率（Kcal/m2h）空气物理性质

L：散热器高度（m）

Nu：空气流速系数。由下式决定。

Nu=0.664*√[(vl)/v’]*3√pr

V：动粘性系数（m2/sec）,空气物理性质。

V’:散热器表面的空气流速(m/sec)

Pr:系数,见下表

3.2散热设计举例

[例]2SCS5197在电路中消耗的功率为Pdc=15W,工作环境温度Ta=60℃,求在正常工作时散热器的面积应是多少?

解:查2SCS5197的产品目录得知cmax=80W(Tc=25℃),Tjmax=150℃且该功率管使用了绝缘垫和硅油.θs+θc=0.8℃/W

从(2)式可得

θi=θj-c=(Tjmax-Tc)/Pcmax-=(150-25)/80≒1.6℃/W

从(1)式可得

θj-a=(Tjmax-Ta)/Pdc=(150-60)/15=6℃/W

从(4)式可得

θf=θj-a－(θi＋θc＋θs)≒6－(1.6+0.8)=3.6℃/W

根据上述计算散热器的热阻抗须选用3.6℃/W以下的散热器.从散热器散热面积设计图中可以查到:使用2mm厚的铝材至少需要200cm2,因此需选用140*140*2mm以上的铝散热器.

注：在实际运用中，Tjmax必须降额使用，以80%额定节温来代替Tjmax确保功率管的可靠工作。

4、自然风冷与强制风冷

在开关电源的实际设计过程中，通常采用自然风冷与风扇强制风冷二种形式。自然风冷的散热片安装时应使散热片的叶片竖直向上放置，若有可能则可在PCB上散热片安装位置的周围钻几个通气孔便于空气的对流。

强制风冷是利用风扇强制空气对流，所以在风道的设计上同样应使散热片的叶片轴向与风扇的抽气方向一致，为了有良好的通风效果越是散热量大的器件越应靠近排气风扇，在有排气风扇的情况下，散热片的热阻如下表所示：

5、金属PCB

随着开关电源的小型化，表面贴片元件广泛地运用到实际产品中，这时散热片难于安装到功率器件上。当前克服该问题主要采取金属PCB作为功率器件的载体，主要有铝基覆铜板、铁基覆铜板，金属PCB的散热性远好于传统的PCB且可以贴装SMD元件。另有一种铜芯PCB，基板的中间层是铜板绝缘层采用高导热的环氧玻纤布粘结片或高导热的环氧树脂，它是可以双面贴装SMD元件，大功率SMD元件可以将SMD自身的散热片直接焊接在金属PCB上，利用金属PCB中的金属板来散热。

6、发热元件的布局

开关电源中主要发热元件有大功率半导体及其散热器，功率变换变压器，大功率电阻。发热元件的布局的基本要求是按发热程度的大小，由小到大排列，发热量越小的器件越要排在开关电源风道风向的上风处，发热量越大的器件要越靠近排气风扇。

为了提高生产效率，经常将多个功率器件固定在同一个大散热器上，这时应尽量使散热片靠近PCB的边缘放置。但与开关电源的外壳或其它部件至少应留有1CM以上的距离。若在一块电路板中有几块大的散热器则它们之间应平行且与风道的风向平行。在垂直方向上则发热小的器件排在最低层而发热大的器件排在较高处。

发热器件在PCB的布局上同时应尽可能远离对温度敏感的元器件，如电解电容等。

7、结语

开关电源的热设计应充分考虑产品所处的工作环境及实际的工作状态并将上述几种方法综合运用才能设计出既经济又能充分保证半导体散热的开关电源产品。开关电源的EMC设计开关电源因体积小、功率因数较大等优点,在通信、控制、计算机等领域应用广泛。但由于会产生电磁干扰,其进一步的应用受到一定程度上的限制。本文将分析开关电源电磁干扰的各种产生机理,并在其基础之上,提出开关电源的电磁兼容设计方法。开关电源的结构如图1所示。首先将工频交流整流为直流,再逆变为高频,最后再经整流滤波电路输出,得到稳定的直流电压。电路设计及布局不合理、机械振动、接地不良等都会形成内部电磁干扰。同时,变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,也是潜在的强干扰源。图1AC/DC开关电源基本框图1●开关电路开关电路主要由开关管和高频变压器组成。开关管及其散热片与外壳和电源内部的引线间存在分布电容,它产生的du/dt具有较大幅度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载。当原来导通的开关管关断时,高频变压器的漏感产生了反电势E=-Ldi/dt,其值与集电极的电流变化率成正比,与漏感成正比,迭加在关断电压上,形成关断电压尖峰,从而形成传导干扰。●整流电路的整流二极管输出整流二极管截止时有一个反向电流,其恢复到零点的时间与结电容等因素有关。它会在变压器漏感和其他分布参数的影响下产生很大的电流变化di/dt,产生较强的高频干扰,频率可达几十兆赫兹。●杂散参数由于工作在较高频率,开关电源中的低频元器件特性会发生变化,由此产生噪声。在高频时,杂散参数对耦合通道的特性影响很大,而分布电容成为电磁干扰的通道。2外部干扰源可以分为电源干扰和雷电干扰,而电源干扰以“共模”和“差模”方式存在。同时,由于交流电网直接连到整流桥和滤波电路上,在半个周期内,只有输入电压的峰值时间才有输入电流,导致电源的输入功率因数很低(大约为0.6。而且,该电流含有大量电流谐波分量,会对电网产生谐波“污染”。EMC产生电磁干扰有3个必要条件:干扰源、传输介质、敏感设备,EMC设计的目的就是破坏这3个条件中的一个。针对于此,主要采取的方法有:电路措施、EMI滤波、屏蔽、印制电路板抗干扰设计等。1软开关是在硬开关基础上发展起来的一种基于谐振技术或利用控制技术实现的在零电压/电流状态下的先进开关技术。软开关的实现方法是:在原电路中增加小电感、电容等谐振元件,在开关过程前后引入谐振,消除电压、电流的重叠。图2给出了一种使用软开关技术的基本开关单元。图2降压斩波器中的基本开关单元2在开关控制电源的输入部分加入缓冲电路(见图3,其由线性阻抗稳定网络组成,用于消除电力线干扰、电快速瞬变、电涌、电压高低变化和电力线谐波等潜在的干扰。缓冲电路器件参数为D1为MUR460,R1=500Ω,C=6nF,L=36mH,R=150Ω。图3缓冲电路3EMI在开关电源输入和输出电路中加装EMI滤波器,是抑制传导发射的一个很有效方法。其参数主要有:放电电阻、插入损耗、Cx电容、Cy电容和电感值。其中,插入损耗是滤波器性能的一个关键参数。在考虑机械性能、环境、成本等前提下,应该尽量使插入损耗大一些。用共模、差模干扰的测量结果与标准限值,加上适当的裕量可得到滤波器的插入损耗IL。ILCM(dB=Vcm(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(1ILDM(dB=VDM(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(2式中,3dB表示在分离共模、差模传导干扰的测试过程中测试结果比实际值大3dB;M(dB表示设计裕量,一般取6dB;Vlimit(dB为相关标准如CISPR,FCC等规定的传导干扰限值。图4是220V/50Hz交流输入的开关电源交流侧EMI滤波器的电路。Cy=3300pF,L1、L2=0.7mH,它们构成共模滤波电路,抑制0.5~30MHz的共模干扰信号。Cx=0.1μF,L3、L4=200~500μH,采用金属粉压磁芯,与L1/L2、Cx构成L-N端口间低通滤波器,用于抑制电源线上存在的0.15~0.5MHz差模干扰信号。R用于消除可能在滤波器中出现的静电积累。图4开关电源交流侧EMI滤波器电路图5是开关电源的直流输出侧滤波电路,它由共模扼流圈L1、L2,扼流圈L3和电容C1、C2组成。为了防止磁芯在较大的磁场强度下饱和而使扼流圈失去作用,磁芯必须采用高频特性好且饱和磁场强度大的恒μ磁芯。图5支流侧滤波电路4开关电源干扰频谱集中在30MHz以下的频段,直径r<λ/2π,主要是近场性质的电磁场,且属低阻抗场。可用导电良好的材料对电场屏蔽,而用导磁率高的材料对磁场屏蔽。此外,还要对变压器、电感器、功率器件等采取有效的屏蔽措施。屏蔽外壳上的通风孔最好为圆形,在满足通风的条件下,孔的数量可以多,每个孔的尺寸要尽可能小。接缝处要焊接,以保证电磁的连续性。屏蔽外壳的引入、引出线处要采取滤波措施。对于电场屏蔽,屏蔽外壳一定要接地。对于磁场屏蔽,屏蔽外壳不需接地。5PCB敏感线路主要是指控制电路和直接与干扰测量设备相连的线路。要降低干扰水平,最简单的方法就是增大干扰源与敏感线路的间距。但由于受电源尺寸的限制,单纯的增大间距并非解决问题的最佳途径,更为合理的方法是根据干扰电场的分布情况将敏感线路放在干扰较弱的地方。PCB抗干扰布局设计流程如图6所示。图6PCB抗干扰布局设计流程开关电源控制环路如何设计发布时间：2021-4-1111:01:22

访问：1951.绪论在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。2.基本控制环概念2.1传输函数和博得图系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。2.2极点数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。

2.3零点零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。

3.0开关电源的理想增益相位图

设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。

3.1相位裕量参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处(指边界稳定区，译注)，系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，则系统在边界稳定。当相位裕量超过45度时，能提供最好的动态响应，短的调节时间和最少过冲。

3.2增益带宽增益带宽是指单位增益时的频率，见图4，增益带宽就是穿越频率Fcs。最大穿越频率的主要限制因素是电源的开关频率。根据采样定理，如果采样频率小于2倍信号频率(更严谨一点的说法是应该小于2倍最大信号频率，译注)，则被采样的信息就不能被完全读取。在开关电源中，开关频率可以从输出纹波中看得出来，它是错误的信息，并且必须不被控制环路所传递。因此，系统的穿越频率必须小于开关频率的一半，否则，开关噪声和纹波会扭曲输出电压中想要得到的信息，并导致系统不稳定。3.3增益高的系统增益对于保证好的线性和负载调节率提供重要贡献。它能够使PWM比较器在响应输入输出电压的变化时精确地改变电源开关的占空比，通常，需要在决定高增益和低相位裕量之间做出权衡。4.实际设计分析举例用经典环路控制分析方法，开关调整器的控制环分为四个主要部分：输出滤波器，PWM电路，误差放大器补偿和反馈。图5用方块图举例说明这四部分，图6举例说明一个开关电源电路图。首先，输出电压被反馈网络降压，然后把这个反馈电压送入误差放大器，使之与基准电压相比较而产生一个误差电压信号。脉宽调制部分拾取这个误差电压并且把它与功率变压器的电流相比较并转化为合适的占空比去控制输出部分功率脉冲调制的数量。输出滤波器部分使来自于功率变压器的斩波电压或电流平滑，使反馈控制环完善。下面确定每一部分的增益和相位，并把他们联合起来形成系统的传输函数和系统的增益相位点。4.1反馈网络H(s)反馈网络把输出电压降到误差放大器参考电压的水平，其传输式按简单的电阻分压式得到：4.2输出滤波部分G1(S)在电流模式控制系统中，输出电流被调节以达到目标的输出电压。输出滤波部分把脉动的输出电流转换为目标输出电压。小信号分析得到：输出电容的ESR和反馈网络的电阻(R1+R2=RFB)反映出输出滤波器传输函数的特性。图7的电路分析给出ESR和RSENSE的影响。

传输函数G1(S)给出RFB的初始低频增益。这个增益在fPOLE=1/2*π*(RFB+ESR)*C处开始滚降，并在fZERO=1/2*π*ESR*C变为水平。G1(S)的博得图见图8。4.3PWM电路部分G2(S)

光耦电路把误差放大网路产生的误差信号传输到主边。AS3842PWM电路把这个误差电压与通过主边功率变压器的电流进行比较。然后功率场效应管的占空比被调制，以提供足够的电流到副边来维持想要的输出。光耦的小信号传输函数是与光耦的电流传输比成比例的固定增益。R5(原文误为R6，式5一并改为R5，译注)是与光耦的二极管串联的限流电阻，并且是AS3842误差放大器的输出阻抗(此句应该理解为R5是这个AS3842开关电源电路中，误差放大器部分的输出阻抗，译注)。这一点在应用文档“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的阐述。从误差放大器的输出到AS3842的COM脚的传输函数是：

VCATHODE是AS431的阴极电压，也就是误差补偿放大器的输出电压。CTR是光耦的电流传输比。R5(原文为R6，译注)是与光耦的二极管串联的限流电阻。RCOMP是AS3842的COMP脚当其试图拉电流超过它的最大输出电流时的输出阻抗。当误差信号传递到补偿脚以后，将其与电流检测信号比较。图9表示一个电流检测比较器和开关部分的简单框图：

在闭环系统中，VCOMP与ISENSE维持同样的电平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的调节：从ISECONDARY以后(见图9)，副边电流或者说输出电流与主边电流成比例，把等式(4)重新排列表示出副边电流与VCOMP之间的关系。结合等式(3)和(6)得到PWM部分的传输函数：传输函数G2(s)仅包含增益没有相移。4.4误差放大器补偿网络G3(S)一旦输出滤波器和PWM电路部分的传输函数确定下来，然后可以设定误差放大器补偿网络以取得最优化的系统性能。图10例举出一个在低频时提供高的频率滚降和高增益的补偿方案。这个补偿方案有一些很好的特性适合于误差放大器的补偿，它有很高的直流增益和易控的滚降。4.5整个系统因为这是一个线性系统，可以用叠加的方法得到整个系统的传输函数。通过把整个环路各部分的增益和相位叠加起来，产生整个系统的博得图。通过放置补偿网络的极点和零点使系统的性能最优化。图11把各部分的博得图结合起来，负反馈系统的180度相移也加入进来了。

5.测量结果构造一个150W的电流模式正激转换器，经过修正的小信号环路特性显示出它在系统瞬态响应时所起的作用。图13(原文误为图12，译注)给出它的增益-相位图。与图11所展示的一样，获得了相同的博得图曲线。此增益相位图显示这个系统有86.7度的相位裕量。意味着稳定的系统有快速的瞬态响应。图15(原文误为图13，译注)给出系统的瞬态响应。为了展示相位裕量的作用，通过增加整个系统的增益和提高穿越频率，系统的相位裕量会减少。穿越频率提高时系统的相位裕量在减少。图12(原文误为图14，译注)给出更高的穿越频率和更少的相位裕量(65度)时的系统博得图。其瞬态响应见图14(原文误为图15，译注)，注意更少的相位裕量导致更大的振荡和更长的调节时间。表1比较了这两个不同增益大小的系统之间线性和负载调节率的变化。正如前面所述，高的环路增益得到更紧密的线性和负载调节率。还应该注意需在高的相位裕量和较低的环路增益之间取得平衡。6.测量方法为了保证准确的结果，测试信号接入节点的阻抗必须大于它的输出阻抗。在图6的测试电路中，误差放大器在副边，PWM电路在主边。测试信号在光耦的输出和AS3842的VCOMP输入之前接入。输入阻抗是从VCOMP脚看入时的阻抗，输出阻抗是光耦的输出阻抗。在其他误差放大器和PWM电路没有隔离的应用中，测试信号可以在输出滤波电容之后接入，使其与误差放大器的输入相串联。开关电源功率变压器的设计方法1开关电源功率变压器的特性

功率变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片，而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。

图1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图1脉冲变压器输入、输出波形（a）输入波形（b）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。图中：Rsi——信号源Ui的内阻Rp——一次绕组的电阻Rm——磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T——理想变压器Rso——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis——一次和二次绕组的漏感Lm1——一次绕组电感，也叫励磁电感n——理想变压器的匝数比，n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路

将图2所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图3所示电路，漏感Li包括Lin和Lis，总分布电容C包括C1和C2；总电阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是励磁电感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次侧的阻值，RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n。

经过这样处理后，等效电路中只有5个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量，而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。因此在上升、下降和平顶过程中，各元件（L、C等）表现出来的阻抗也不一样，因此我们把这一过程分成几个阶段来分析，分别找出各阶段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，当输入信号为矩形脉冲时，可以分3个阶段来分析，即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。（1）上升阶段对于通常的正脉冲而言，上升阶段即脉冲前沿，信号中包含丰富的高频成分，当高频分量通过脉冲变压器时，在图3所示的等效电路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起来，可将Lm1的作用忽略，而在串联的支路中，Li的作用即较为显著。于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路。

图3图2的等效电路

图4图3的简化电路在这个电路中，频率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高频信号大多降在Li上，输出的高频分量就减少了，可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端，频率越高的成分到达输出端越小，结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同，即产生了失真。要想减小这种波形失真，就要尽量减小分布电容C（应减小变压器一次绕组的匝数）。但又要得到一定的绕组电感量，所以需要用高磁导率的磁心。在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容，例如用分段绕法；为了减小漏感L1，可采用一、二次绕组交叠绕法等。（2）平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量。在低频情况下，并联在输出端的3个元件中，电容C的容抗1/ωC很大，因此电容C可以忽略。同时在串联支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路。信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源。这里可用下述公式表达U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可见U′o为一下降的指数波形，其下降速度决定于时间常数τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。为此，应尽量加大Lm1，而减小Rs和RL′,但这是有限的。如果Lm1太大，必然使绕组的匝数很多，这将导致绕组分布电容加大，致使脉冲上升沿变坏。

图5图3的低频等效电路

图6脉冲下降阶段的等效电路（3）下降阶段

下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段，它与上升阶段虽然是相对的过程，但有两个不同；一是电感Lm1中有励磁电流，并开始释放，因此Lm1不能略去；二是开关S断开后，Rs便不起作用，由此得出下降阶段的等效电路，见图6。

一般来说，在脉冲变压器平顶阶段以后，Lm1中存储了比较大的磁能，因此在开关断开后，会出现剧烈的振荡，并产生很大的下冲。为了消除下冲往往采用阻尼措施。2功率变压器的参数及公式2.1变压器的基本参数在磁路中，磁通集中的程度，称为磁通密度或磁感应强度，用B表示，单位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）单位，1T=104GS。另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号H表示，单位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——绕组匝数I——电流强度li——磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。图7为一典型的磁化曲线。由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线。曲线中的一些关键点是十分重要的，BS：饱和磁通密度，Br：剩磁，HC：矫顽磁力。当Br越接近于BS值时，磁滞曲线的形状越接近于矩形，见图8（a），同时矫顽磁力HC越大时，磁滞曲线越宽，这表明这种磁性材料的磁化特性越硬，表明这种材料为硬磁性材料。当Br和BS相差越大，矫顽磁力HC越小时，即磁滞曲线越瘦，表明这种材料为软磁性材料，脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料，见图8（b）。

图7不带气隙的磁滞回线

图8硬/软磁性材料和磁滞回线

（a）硬磁材料(b)软磁材料

如果在磁心中开一个气隙，将建立起一个有气隙的磁路，它会改变磁路的有效长度。因为空气隙的磁导率为1，所以有效磁路长度le为le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路长度lg——空气隙的磁路长度μi——磁性材料的磁导率对一个给定安匝数，有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。2.2设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V）f——脉冲变压器工作频率（Hz)Np——变压器一次绕组匝数（匝）Sc——磁心有效截面积（cm2）K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面积（cm2)So——磁心的窗口面积（cm2）3对功率变压器的要求（1）漏感要小

图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图9双极性功率变换器波形

功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。（2）避免瞬态饱和

一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。（3）要考虑温度影响

开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理进行结构设计从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：漏磁要小，减小绕组的漏感；便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护；便于散热。4磁心材料的选择软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料