【LCL型并网逆变器延迟补偿控制方法研究（论文）】

LCL型并网逆变器延迟补偿控制方法目录第1章绪论 11.1研究意义及背景 11.2光伏发电系统常见结构 21.2.1分布式光伏发电系统 21.2.2并网光伏发电系统 21.3光伏并网逆变器概述 51.4输出滤波器结构 61.5逆变器控制技术 71.6本文研究主要内容及结构安排 11第2章单相LCL型并网逆变器研究 132.1单相LCL滤波器的并网逆变器分析 132.2正弦波脉宽调制 152.2.1SPWM基本原理 152.2.2SPWM技术的分析和比较 152.3LCL滤波器的研究及设计 172.3.1LCL滤波器研究 172.3.2LCL滤波器的设计 212.4LCL系统无源阻尼补偿 242.5本章小结 27第3章并网逆变器控制策略 293.1单相并网逆变器的建模分析 293.2基于PI控制的并网逆变器的分析 313.3基于PI控制和重复控制的并网逆变器分析 333.3.1重复控制的内模 333.3.2延时环节 373.3.3补偿环节 373.3.4PI+重复控制复合控制器结构 383.4本章小结 39第4章系统仿真结果 40第5章结论 43致谢 45参考文献 46第1章绪论1.1研究意义及背景当今世界的能源问题变得越来越严重，随着化石燃料的大量消耗和社会工业化的发展，能源短缺和污染已经变得如此严重以至于到不容忽视的地步，如风能、潮汐发电、太阳能等。其中，太阳能技术的应用研究已经非常成熟运用越来越广，并且太阳能具有低污染，低成本的优点。中国拥有巨大的领土资源和光照时长，应该充分利用这种能源优势。目前太阳能应用方面主要是光伏发电应用，将光能转化为电能储存起来，并通过并网发电系统把其能源输送到电网中去，通过这种途径能够有效的解决太阳能利用问题。而在光伏发电当中，所得到的电能并不能直接利用，还是需要通过滤波、逆变和控制等一系列的操作，才能完成并网利用。而实现光伏电池到电网的电能传递，用到最多的就是并网逆变器。逆变器将直流电转换为交流电并入电网当中，这是光伏产业链中必不可少的核心设备，但逆变器价格昂贵，占据了总电网系统的10％以上。国外对光伏技术的研究速度比中国快，目前生产光伏逆变器的知名企业现在包括AMG德国和美国POWER-ONE。中国太阳能逆变器研究的主要区别在于其广泛的电力转换效率和逆变器控制技术，同时也是限制中国太阳能发电的关键因素。与传统能源发电相比，成本太高，技术水平有带成熟。但是我国对于光伏发电逆变器的研究从没停止过，国内仍有大批的逆变器生产制造商。虽然现在市场规模较小，研究水平也比不上西方发达国家先进，但是随着政府的大力扶持，我国光伏发电技术有显著的提高和发展，在这个时代背景下，新能源的利用与研究是顺应形势而且是大有可为的。1.2光伏发电系统常见结构1.2.1分布式光伏发电系统第一种为直流母线方式系统图1-1，该方式的电源与直流母线相连，再通过装置实现并网，只需要对直流母线电压进行优化即可，其拓扑结构也相对简单，但是存在一个非常大的缺陷，就是对于并网逆变器的容量需求太大。图1-1直流母线方式第二种为交流母线方式系统图1-2，系统中任意电源都要与逆变器相连，相对于直流母线方式对逆变器的要求，交流母线方式要求低的多，同时系统也相对稳定，但控制方面就比较复杂了。图1-2交流母线方式1.2.2并网光伏发电系统并网型光伏发电系统中逆变器把直流转化为交流，再经过滤波器谐波过滤，再送至电网。并网发电系统既兼具直流母线方式的优点，又有交流母线的优点。但是对于并网发电系统也是存在缺点的，由于输出端与主电源并联，因此输出相位和频率的要求非常高。如果它与电网电能不匹配，则会存在许多问题。其基本结构如图1-3.图1-3并网型光伏发电系统而在并网型发电系统中，第一类是单级并网发电系统，包括太阳能电池，逆变器，控制器，并网开关和本地负载。太阳能通过DC/DC转换为DC，然后由逆变器调节和滤波，与负载相同的频率。最后并入到电网中去，其结构如图1-4.图1-4单级式系统结构图单级式系统简单，元件也少，成本低廉；其中只用一个电能转化装置，所以电能转化率高。但是结构过于简单，对于控制器的要求就非常高了，而且系统中的直流母线得不到相应的控制。第二种为两级式并网发电系统，所包含的元件也比较多，与单级最大区别在于会将直流电转化两次，第一次将直流电调整为所需数值的直流电，再经过逆变器调频、滤波成交流电并入电网，因为多了一级转化，效率上肯定是没有单级转化率高。而且结构相对复杂，成本也随之增加。其结构如图1-5。图1-5两级式系统结构图实际上，太阳能电网互联逆变器拓扑结构有两种情况。一个是单相并网发电系统，另一个是三相并网发电系统。基本结构仍然是单级式和双级式。1.3光伏并网逆变器概述在交流系统中，逆变器会随着时间的变化而改变工作状态，因此分析时，需要通过动态相量法来分析，谐振分析时也同样如此。目前三种逆变器用来过滤谐波：L型、LC型、LCL型，如图1-6所示。图1-6L、LC、LCL滤波器结构图L型和LC型滤波器分别是一阶和二阶系统，而二阶系统相比具有更好的性能。LCL型则是三阶系统，在滤波过程中，尤其对于高频谐波，三阶滤波器有很好的过滤性，虽然说过滤性比较好，但是设计参数比较复杂，而且其结构会产生谐振，是系统存在不稳定性。就目前国内外对逆变器的谐振问题研究来看，大多数是对LCL逆变器的滤波器设计和逆变器控制策略的研究，通过滤波器设计与控制策略的匹配已达到抑制谐振问题的办法，根据大多数学者的研究来看，主要是从改变输出特性入手，采用无源阻尼方法，将电容器与电阻器串联切换以抑制谐振的产生，这种办法实现虽说实现不难，但是因为带有阻尼，导致系统效率和过滤谐波的能力都会下降，因此，一些专家和科学家建议增加额外的可变反馈，以增加系统阻尼，抑制反馈振谐，增加系统稳定性。有源阻尼方法很大程度上解决了LCL滤波器谐振峰问题，并有效减少阻尼的损耗，提高系统的效率，但是因为添加了附加变量，即增加了系统成本，也让系统控制变更加的复杂。1.4输出滤波器结构光伏逆变器有两种结构，单相和三相结构，根据并网方式，单相并网逆变器主要应用于小容量国产系统，结构简单，三相电网逆变器根据应用的不同，并网逆变器的拓扑结构可能不同，谐振频率可达到系统开关频率或高于高频范围，从而导致系统振荡。单相L型滤波器和单相LCL滤波器通常用于并网逆变器并网模式，所用电路如图1-7所示。图1-7单相光伏并网逆变器的一般结构L型滤波器，由于其简单的结构特点，频段高低并不会影响到斜率衰减，都是以的斜率衰减，导致了其在高频段抑制高频谐波效果不好，为了获得相同的滤波效果达到并网要求需要较大的电感量，都会在设定开关频率出产生较大的纹波，L型滤波器不能对其采取有效的抑制。而电感量的增大同时也伴随这L型滤波器电容的增大，因为需要直流母线电压稳定在更高的电压值才能达到储能的标准。LCL滤波器仅在斜率的斜率处衰减，并且栅极侧电感器和滤波器电容器分别对开关纹波和高频谐波电流表现出高和低的电阻。分流高频滤波以抑制电流的高频谐波。1.5逆变器控制技术在数字处理器并未普及之时，逆变器及其并网控制技术多半是由硬件电路来完成的，模拟器接收控制信号，并产生控制策略，因为控制的负载较为复杂，模拟控制的方法现在已经很少人去采用了，而是运用数字信号处理器来实现控制，而且数据处理的高效率和耐用且实用的特点，而被人们广泛看好。电流源的输入方式需要直流串联才能得到稳定的直流电，通常使用电压源输入方法，因为系统的动态特性差。并网输出控制则有电压型控制和电流控制两种，而电压型控制容易造成电网的回流现象，对电网造成污染，当采用电流控制时，通过闭环电流的反馈，使得电流大的相位。频率与电网的电压同步就可以达到并联运行的目的了。常用的网络控制技术包括PI电流控制技术，PR电流控制，重复控制，滞后电流控制，无差拍控制等。（1）比例积分控制比例积分控制（PI控制）是自动控制系统中最常用的闭环控制方法，是目前工程中应用最广泛的，比较命令电流与电网连接电流实时值的原理。与三角波相比，可以获得PWM信号，原理如图1.8所示，比例环节可以改善系统动态。图1-8跟踪实时电流的三角波比较方式一个典型的代表是基于PI控制的双闭环控制方案，其中电压回路是外回路，电流回路是内回路，结合两者的优点来改善电压单回路控制的缺点，以便去除负载。通常，采样电感器电流或滤波器电容器电流用作内部回路反馈变量，以改善系统的动态响应。然而，传统的PID控制无法有效跟踪正弦电流信号，因为功率器件的开关速度较慢，电流的内环响应也较慢，系统无法实现无静态差异调节。在逆变器系统中，基于PI控制原理，系统输入量与参考量之间始终存在静态误差，跟踪精度不高，但动态性能良好，误差改变时它也可以随之快速调整。（2）重复控制应用于20世纪90年代逆变器控制的重复控制算法是一种基于内部模型原理的控制方法，其中将外部输入电流信号或干扰信号添加到系统中以进行周期性叠加。原理图如图1-9所示。在逆变器系统中，周期性干扰和误差主要是输入信号基频的谐波分量，迭代控制需要延迟链路，算法结构在一个周期内显示输出。延迟会降低系统的动态性能并增加控制时间。因此，在实际应用中，迭代控制与其他控制方法相结合，形成具有“互补”功能的复杂控制策略。图1-9重复控制原理图（3）PR控制和准PR控制前者用于20世纪初的逆变器控制，比例谐振控制由比例链路和谐振链路组成。比例链路决定系统的动态响应速度和带宽，谐振链路可以在某些基频上实现无限增益，消除系统静态误差。实现跟踪正弦信号的PR控制的关键是包括一个与正弦信号频率相同的内部模型控制器，并将其细分为正弦和余弦正弦信号，用于特定频率的谐波。因此，有必要设置特定PR模式中，内部控制器，所述控制器设定多个PR在为了抑制多频谐波是非常难以实现的控制技术或复杂性。由于当前数字信号处理器的局限性，许多不同频率的PR控制器会增加系统的计算时间，因此研究人员提出了一种基于PR控制的PR（准PR），即主数字信号处理器。通过增加谐振点频率附近的带宽，实现PR控制并且谐波消除被改善超过基频。（4）滞环电流控制迟滞电流控制是闭环实时控制方法，其是PWM跟踪技术，其引入到控制器的滞后比较环节，将AC输入信号与预定参考电流信号进行比较，并比较误差输入。输入电流纹波用作迟滞比较器的环路宽度，不易受外部干扰，实时控制，快速响应，小的跟踪误差，易于实现控制方法等，以防止过电流过载这是可能的。如图1-10所示。滞后控制方法的电流跟踪精度通常与所选择的滞后宽度有关。如果滞后宽度太大，开关频率和损耗将减小，但同时补偿性能会下降而误差会增加，相反，如果滞后宽度太小，补偿性能会提高，但开关管的操作会很明显这将增加。结果，频率和损耗增加了开关装置的最终工作频率要求。因此，尽管有许多优点，但滞后电流控制的开关频率并不固定，并且连续变化的窄脉冲和电流峰值改善了逆变器系统的主电路和电源开关装置的设计难度。标准要求相对较高。电磁干扰，过滤时很困难。降低系统稳定性。图1-10电流瞬时值比较控制原理图（5）无差拍控制无差拍控制是一种快速，准确的控制算法，可建立系统的精确状态空间模型，分析模型和反馈信号，并通过相关的数字信号处理器精确计算下一时刻你需要决定。PWM控制信号使输出电压信号能够达到跟踪给定参考信号而没有静态误差的目的。由于无节拍控制基于系统的精确数学模型，因此系统具有出色的动态性能并消除了稳态误差。这是该算法的最大优点。精确的数学模型需要将控制器的性能与系统设备的参数相匹配，如果模型不准确，则会影响控制效果。另外，当负载快速变化时，控制算法的计算量增加，并且要求采样精度高，如果不满足，则可以降低控制器的控制效果。因此，改善无差拍控制算法缺陷的方法已成为现代的热点问题。1.6本文研究主要内容及结构安排本文以单相并网逆变器为基础，探讨了传统控制方法在LCL并网逆变器中的局限性，以及由重复控制的延迟环节引起的动态性能不足的问题。LCL逆变器引入了复杂的控制系统，对由PI控制和重复控制组合而成的复杂控制详细的理论分析。论文各章节具体内容如下：第1章是介绍国内外文献综述。我们研究了新能源发电技术中的逆变器，根据不同的分类介绍了逆变电路的拓扑结构，详细分析了L型和LCL型双输出滤波器结构，并控制了各种逆变器。列出并分析了这些技术。并介绍了常用的电流控制技术，如PI电流控制，PR电流控制，重复控制，滞后电流控制，无差拍控制等。第2章是单相LCL并网逆变器的研究，介绍了单相并网逆变器的工作原理，分析了其工作模式。对LCL过滤器进行了详细研究和分析。根据示例设计过滤器参数。最后，通过无源衰减补偿技术消除了LCL型滤波器的谐振峰值的影响。第3章主要用于单相并网逆变器系统的建模，控制器的详细参数设计以及系统模型的仿真。分析了两种控制方法，基于PI控制分析并网逆变器，通过PI控制和重复控制分析并网逆变器，最终通过仿真得到输出波形，并结合可行性它通过控制方法确认。第4章总结了单相并网逆变器系统的仿真，得出了系统输出波形。这证明了PI控制和迭代控制的组合控制方法优于单次迭代控制。第5章主要总结了关于这个主题的工作内容，找到了自己的缺点，并对未来方向和前景的看法。第2章单相LCL型并网逆变器研究2.1单相LCL滤波器的并网逆变器分析在光伏并网发电系统中，并网逆变器是分布式发电与电网之间的中间连接。拓扑和电网连接控制技术可确定整体系统性能并确保高效的电力传输和转换。逆变器的核心是选择与逆变器的成本和效率相关的拓扑结构，但对于光伏并网逆变器，低成本和高效率的前提条件可以承受大的波动。影响在本文中，我们主要使用单相全桥拓扑。电源开关管S1和S3形成桥臂，电源开关管S2和S4形成另一个桥臂，逆变桥产生交流信号，通过LCL滤波器成为标准正弦波，然后通过隔离变压器供应给电网。如图2-1。图2-1LCL型单相并网逆变器的主电路图本文主要研究光伏并网发电系统的后端，包括由桥臂和滤波器组成的逆变器。因此，调整380伏三相交流电压，以获得直流电压，而不是发电系统的前端直流电压。为了确保安全，在逆变器的输出和负载之间的连接点增加一个变压器，将逆变器与电网隔离。假设在理想的器件特性、直流特性和电路特性条件下，单相并网逆变器可以分为四种工作模式（a、b、c、d）。其中，工作模式A和B在输出AC的前半周期内产生正电压，而工作模式C和D在输出AC中产生负半周期电压，最后交替输出正弦波形。交流电。工作方式a：功率开关S1、S4打开，功率开关S2、S3关闭，由前者提供的直流侧电源开始通过电源开关向电网提供能量。等效电路图如（a）所示。工作模式b：功率开关S1导通，与功率开关S2并联连接的二极管D2导通，S2和S3仍然断开，直流侧不向电网供电，逆变器交流侧的电感器先前存储的电力被释放。逆变器的输出电流减小，等效电路如（b）所示。工作方式c：功率开关S1和S4断开，功率开关S2和S3接通，前端DC电源通过逆变桥接开关S2和S3输出负电压。输出滤波器中的电感器L存储电能并且输出电流增加。电流方向与工作模式A相反，其等效电路如图（c）所示。工作方式d：开关连接到s2，二极管并联连接到s4，s1和s4仍然断开，直流侧不为电网供电，但存储在逆变器交流侧电感前面的能量是它将被释放。逆变器的输出电流减小，电流方向与运行模式C匹配。等效电路如图（d）所示。图2-2逆变器运行时四种工作模态2.2正弦波脉宽调制2.2.1SPWM基本原理随着电力电子技术的发展，出现了许多电压调节和频率转换方法，现在正在使用更多的PWM技术。PWM用于控制输出电压。逆变器的输出波形是标准正弦波。因此，正弦波可以被均匀地划分为N个部分，一个正弦波的半分成具有相同的宽度和幅度的N个连续的脉冲，脉冲的连接是平滑的正弦波，而不是直线。当用相同尺寸的矩形脉冲代替上述脉冲时，等效域原理的等效矩形脉冲序列变为PWM波形。根据面积相等的原理，可以根据正弦波的定律引入方波脉冲宽度。获得具有与负正弦波相同效果的PWM波形。这是SPWM技术的基本原理。2.2.2SPWM技术的分析和比较对于单相电压逆变器，有三种基本的SPWM技术：单极SPWM，双极性SPWM和倍频式SPWM。以下分析了几种SPWM技术：（1）谐波、频率分析当不同的SPWM方案应用于具有相同载波频率的单相全桥电路时，它们的总开关频率，输出电压脉冲频率和最小谐波组中心频率匹配。总开关频率与输出电压脉冲频率之比。在相同载波频率下，双极性SPWM技术的开关频率几乎是单极性SPWM的两倍，相应的开关损耗加倍。对于具有相同幅度调制比的双极性SPWM，谐波响应远低于单极性。如果载波频率相等，则倍频频率将是单极频率的两倍，当然电压频率也将是两倍高。因此，仅从比率K，乘法器SPWM和单极SPWM基本相等。在SPWM调制模式下，在相同输出电压频率（1200Hz）和相等幅度调制比（m=1）下的单相全桥逆变器电源电压输出的总谐波失真（THD）。分析表明，对于单相全桥逆变器，多频SPWM和单极SPWM在总开关频率，输出电压频率和谐波失真方面是相对合适的方法。（2）开关应力和热稳定性分析以下描述适用于倍频式SPWM和双极SPWM，因为它们首先被选择。由于两种方法的SPWM开关频率是单极性SPWM的两倍，因此开关应力也大于单极性SPWM。在单极SPWM单相逆变器电路中，斩波臂型高频开关具有大的开关应力，并且器件损耗主要由开关损耗表示。由于斩波臂和控制臂之间的开关应力相反，器件的损耗特性不同，难以稳定器件的热稳定性，特别是当斩波臂的开关频率很高时导致热不平衡。对于单极SPWM，器件选择和散热是设计问题。在正弦波的正半周期中，VI1和VI4形成斩波臂，VI2和VI3处于常关或常开状态，单极SPWM改善以解决单极热不平衡问题。一直。在半周期中，VI2和VI3形成斩波臂，VI1和VI4处于常关或常开状态。以这种方式，每个开关的应力可以平衡，并且热稳定性趋于均匀。2.3LCL滤波器的研究及设计2.3.1LCL滤波器研究与L型滤波器相比，LCL型滤波器是三阶系统，具有滤波电容器C和两个滤波电感器，为高频滤波器电流提供旁路。其增益在高频段衰减。因此，LCL滤波器可以有效地降低开关频率处的纹波，并且在同一体积下具有较强的抑制电流谐波的能力。LCL并网逆变器的方框图如图2.3所示。图2-3LCL型滤波器的结构框图由图推导出到并网电源的传递函数为（2-1）式中，为输出滤波器的谐振角频率，叫跟滤波器的电感，以及C相关，则：（2-2）式中电感比，总电感，谐振频率为。根据公式（2-1），将单相LCL并网逆变器的传递函数应用于MATLAB中。绘制了LCL并网逆变器的开环零极点分布图和鸟瞰图。开环零极点分布如图2.4所示，鸟瞰图如图2.5所示。图2.4LCL型滤波器零极点分布图从系统的零极点分布图可以看出，开环零极点都是在虚轴上划分的。通常情况下，实际电感和电容具有最小内阻，但最小内阻对开环零极点分布的影响很小，系统的稳定性也会随之提高。从图2.5可以看出，LCL输出滤波器在谐振频率的低频段和高频段衰减，可以很好地抑制并网逆变器中的谐波。然而，LCL滤波器的频率响应在共振频率下有一个共振峰，同时LCL滤波器的相位也有-180度的跃迁。从自动控制理论的角度来看，这种180度跳入负交叉会在右半平面产生一对闭环极点，这将导致严重的高频谐振问题，从而导致并网逆变器的失稳。图2.5LCL型输出滤波器特性图2.6是用于并网逆变器的双极SPWM调制技术。由于载波的频率远高于调制波的频率，输出电压的谐波离基波差别很大，消除谐波的效果明显。因此双极型SPWM具有较好的抑制输出电流谐波的能力，但它存在直流电源利用率低、功率开关器件开关损耗大的缺点。因此，一般采用单极SPWM调制，具有电磁干扰小、功率器件损耗小的优点。其工作原理类似于双极SPWM。通过正负极三角波与正弦调制波的比较，并分别实现了并网逆变器。装置主电路中的四个电源开关是接通和断开的，但前者只有一个高频工作的功率开关臂，后者需要两个高频工作的电源开关臂，即四个高频工作的电源开关臂，如图2.7所示。在本文中，选择开关频率作为逆变器输出电压的载波频率。连接到光伏网络的逆变器使用单端SPWM调制技术来产生相对于逆变器输出电流中的载波频率的谐波电流分量。逆变桥的输出端需要一个滤波器。电源电流的谐波频率可表示为：（2-3）（2-4）式中，为正弦调制波频率，为载波比，代表第次谐波频率分布中心，为谐波中心周围次数。并网光伏逆变器的谐波频率和振幅由载流子比决定。此外，谐波产生的原因很多，如直流侧电压波动、电网电压波动和三相不平衡。图2.6双极性SPWM示意图图2.7单极性SPWM示意图2.3.2LCL滤波器的设计LCL滤波器具有许多优点，并且它们的设计方法不同于传统的L型滤波器和LC型滤波器，并且存在各种各样的设计参数方法，并且还没有被广泛认可的设计。假设LCL滤波器在其谐振频率处具有谐振峰值，则特定电感和电容参数的设计与电网连接系统的稳定操作有关：1）滤波电容器消耗的无功功率应保持在并网逆变器系统额定有功功率的10％以内。2）在正常工作条件下，滤波器总电感的阻抗会使电源电压降低10％。3）滤波器类型的谐振峰值应出现在中频带，即要求谐振频率大于10倍的开关频率小于开关频率的一半，得到如下表达式：（2-5）（2-6）4）在LCL滤波器中，滤波电容的串联电阻的方法一般是为了抑制谐振峰值，如果电阻过大，系统的额外损耗会增加，如果选择太小，则有效的抑制峰值效应无法得到选择合适的阻尼尺寸并比较优缺点。5）开关频率高频分量尽可能通过滤波器中的电容分支流动，以确保纹波分量的分流，因此在设计参数时，阻抗值是开关频率及其数值范围保证是：（2-7）根据前面的设计要求，结合本文所需的ＬＣＬ滤波器，设定单相光伏并网发电系统的参数如下表2-1：表2-1单相光伏并网发电系统的参数参数说明参数值额定功率1直流输入电压400开关频率／采样频率10电网频率501.电感的设计LCL滤波器由两个滤波电感和一个滤波电容组成，逆变桥上的电感A抑制谐波，电网上的电感再次滤除输出电压。在逆变桥上设计电感之前，用两个滤波器去除大部分谐波。反相器桥侧滤波器电感器芯的电感取决于输出电流，输出电流通过滤波电容器C的最小电流和反相逆变桥侧滤波器电感器的数量是：（2-8）电感ｈ的纹波为：（2-9）式中为逆变桥侧电感上的电压，为系统的开关周期，为系统的开关频率，为功率开关管的导通占空比。电感纹波大小与电感上的直流分量大小有关，选取电感纹波是其直流分量乃的20%：（2-10）由电感伏秒平衡原理可得，每个周期内的占空比为:（2-11）系统开始运行时，直流电压直接加在逆变器的输出端，则此时取电网峰值电压，可得电感值：（2-12）根据表2-1选取的参数，开关频率取，直流侧输入电压，其它值计算如下（2-13）（2-14）将以上数据代入式（2-13），则计算可得滤波电感为：，在本文设计中，其中2.滤波电容Ｃ的设计滤波电容Ｃ的作用不仅是滤波，还有产生无功功率。当滤波电容容量值设计过大时，产生无功功率增大，滤波效果更好，但会导致最终输出电压正弦波形畸变；当滤波电容容量值设计过小时，对电流的谐波抑制能力降低，导致滤波器的整体滤波效果变差。根据上述的设计准则（１），滤波电容所产生的无功功率不能大于其额定功率的１０％，由于市场的电容规格限制，本文设计中取：2.4LCL系统无源阻尼补偿LCL滤波器具有共振频率的共振峰。抑制共振峰的方法可分为主动阻尼方法和被动阻尼方法。有源阻尼不会改变系统的电路结构，并且通过反馈变量控制算法校正谐振峰值，这提高了系统的稳定性。常用的主动阻尼方法可分为两类。一种是基于状态可变反馈的方法，包括电容电流反馈方法和电容器电压一次（二次）差分反馈方法。在电容器电压一次微分反馈法的实际应用中，很难实现理想的区分开来的，微分会使系统的高频噪声被放大，从而很难用近似微分抑制谐振。在线实时测量滤波器的频率校正陷波滤波器参数，必将增加硬件电路的成本和软件设计的复杂性。电容电流反馈法由于其结构简单、抑制共振峰的效果好，是目前应用最广泛的主动阻尼方法。它的原理是从电容中获得反馈，并从控制中模拟出一个虚拟电阻。通过软件设计确定了虚电阻的大小，其结果相当于连接物理电阻对电容器的阻尼效应。然而，有源阻尼方法会增加系统的反馈，导致控制系统的复杂性。无源阻尼方法连接LCL滤波器的三个滤波器组件上的串联或并联电阻器，并通过改变系统的阻尼系数来改变器件的阻抗以实现谐振阻尼效应，提高稳定性。如图2-8所示，基于不同的电阻位置有六种基本的无源衰减方法，它们具有不同的频率特性。如图2-8所示，基于具有不同频率特性的不同电阻位置，有六种基本的无源衰减方案。（1）如图所示2-8（a）、（b）中，在电感器分支较小和较低频率导致较大的增益的串联电阻的LCL滤波器的电感性阻抗的增益是更小的阻力，但是，增加了高频带B增益受到影响，所以串联电阻可以是N。（2）在图2-8（C），（d），并联电感器阻抗电阻支路的LCL滤波器电感减小高频谐波衰减效果小，但更多的减小电阻，谐波阻尼容量电感的并联电阻会降低电感支路的阻抗，因为它不会影响低频段的增益。电阻可以忽略不计。（3）如在图2.8（e）、（f）中电容器串联电阻的F为看到的是，以增加电容器支路的阻抗减小了LCL滤波器在高频带中的阻尼能力。电阻越高，谐波衰减性能越低。但是，串联电阻可以忽略不计，因为它不会影响低频段的增益。如在电感（H）的比并联电阻小得多（4）图2-8高频电阻和电感中示出的电容性电抗电容器是LCL滤波器的增益比低频并联电阻电容器后的并联电阻的电阻值小影响LCL滤波器的高次谐波衰减的性能，所以不影响滤波电容器电压基本等于电阻器两端的电容器电压的栅极电压是更耐比其他无源阻尼方法的相同的滤波电容器的阻力。图2-8六种基本的无源阻尼方法综上所述，被动阻尼法具有较好的电容并联电阻阻尼效果，不影响低频段的增益或高频段的谐波抑制能力，但阻尼损耗过大，电容并联电阻较大。该方法比实际应用中的电容并联电阻方法更实用。在本文档中，使用了滤波电容的串联电阻，如图2-9所示。可以有效地减少由于并网逆变器系统的衰减引起的损耗，其中可以优化和调整LCL滤波器的参数并且可以合理地配置控制环节的参数。图2-9滤波电容Ｃ串联电阻根据图2-9，推导到到的传递函数为（2-15）没有加阻尼时，系统的开环极点位于ｓ平面的虚轴上，系统处于临界稳定状态，稍有波动就会使得系统变成不稳定状态；加入阻尼电阻后，系统的极点移向ｓ平面的左边，系统处于稳定状态，通常取一个谐振频率下与电容阻抗的一半。谐振频率大小：（2-16）电阻的取值有（2-17）在相同阻尼的情况下，电感比k越小损耗越小；在相同k值情况下，随着电感比的增大，谐波电流衰减比也上升，损耗也上升。当电感比=0.5时，电阻增大到时，谐波电流衰减比上升，阻尼损耗增长缓慢；从增大到时，损耗增大原来的两倍之多。因此，阻尼电阻的值应考虑高谐波电流衰减比和最小阻尼损耗，最终，应优化被动阻尼补偿。图2.10LCL型滤波器的幅频和相频特性曲线如图2.10所示，高频带中电容的容抗电阻很低，因此串联电阻会增加电容支路的阻抗，并降低衰减LCL滤波器高频谐波的功能。由于容性电阻远大于串联电阻的电阻，因此串联电阻可以忽略不计，对LCL滤波器的低频放大影响很小。无源阻尼在工业中被广泛使用，因为它可以完全抑制共振峰值而不改变原始系统的控制结构或由于其简单性和可靠性而降低控制难度。2.5本章小结本章主要分析并网逆变器的工作原理，了解电源开关管在各工作模式下的导通情况。根据L型滤波器和LCL滤波器的通过LCL滤波器选择的比较是在本研究中的综合因素，样品参数的结构原理和详细的分析是根据设计原理设计的。LCL滤波器的频率响应，所以具有在共振频率的相位的共振峰用-180°跳跃产生导致系统不稳定可以通过主动阻尼系统或被动阻尼系统来补偿。补偿方法的分析和比较最终用被动阻尼法补偿滤波器，降低系统的复杂度。最后，MATLAB仿真表明可以有效地抑制共振，同时提高系统可靠性。第3章并网逆变器控制策略在并网逆变系统中，影响性能指标的重要因素之一是控制策略的选择，有多种控制策略可供选择，常用的网络电流控制技术是成比例的比例微分（PID）、控制、重复控制。重复控制协同PI控制是用于降低谐波含量，提高系统性能和可靠性的逆变器，并根据滞后电流控制，有源无功解耦控制等其他要求使用复杂控制。鲁棒性和低稳态性能自适应鲁棒无差拍控制有效解决了逆变器处于低开关频率状态时稳态精度差的问题，复杂的组合模糊控制，自适应控制和PID控制方法应用于逆变换。在本文中，我们提出了一种自适应比例共振控制器的复杂控制方法，可用于跟踪负载的电压幅度和相角，其优点是通过补偿电压来节省能量。在本文中，我们提出了一种PI控制和重复控制的混合控制方法，将PI控制与优秀的动态响应和重复控制相结合，以获得高增益并定期重复干扰信号。LCL并网逆变器可抑制谐波并改善系统动态响应。3.1单相并网逆变器的建模分析从第一章的理论分析，单相并网逆变器的主电路采用全桥拓扑结构，采用直流输入电源，逆变桥，LCL输出滤波器和反馈控制电路。上一节中的图2.1。单相并网逆变器的前端是光伏系统，用于通过与直流电源相同的升降压电路获得稳定的直流电源，逆变器桥输出用LCL滤波器滤波，得到正弦交流电压。反馈控制采集电网电压和电流，数字控制器DSP完成数字控制算法，将四个SPWM驱动信号和信号输出到四个电弧管，产生稳定的输出，并达到电网系统的标准交流电源。单相并网逆变器的逆变桥由对应于非线性电路的四个功率开关管组成，并且根据前面的分析，应用单极SPWM调制方案，以及50Hz正弦波的正半波长。调制波可以选择为10kHz三角波载波，系统全桥方法可以用来模拟逆变器全桥。下面分析逆变器的逆变桥，单极性SPWM的调制波函数为：（3-1）单极SPWM的采样方法分为自然采样法和对称规则采样法，一般采用后一种方法，其工作原理图如图1所示。在该图中，三角波的载波周期是正弦波大于三角波和并网逆变器的输出电压的时间，U是DC侧输入电压。输出电压值取决于输入DC和载波的幅度。表达式为：（3-2）进一步可写成逆变桥路的传递函数为（3-3）代表是逆变桥路的比例环节图3-1对称规则采样工作原理图经过无源阻尼补偿后的LCL型滤波器的传递函数：（3-4）本文采用的控制方法是对输出电流进行负反馈控制，从而提高输入网络的质量，降低电流的总谐波，控制噪声污染。如图3-2所示。是入网电流，是参考电流信号，是电网电压，是待选择的控制器，是逆变桥路的比例常数。图3-2并网逆变器系统控制框图从该等式可以理解，控制器包括在参考电流信号和电网电压中，并且所选择的好的控制器对于并网电流的谐波分量及增大系统抗干扰性。3.2基于PI控制的并网逆变器的分析PI控制在逆变器中运用非常之多，其主要优点有控制参数易于调整，鲁棒性强，可靠性高等，同时在其他电力电子装置上的广泛运用这种控制方式。在并网逆变器中，是比例常数，是积分常数，PI控制的传递函数为：（3-5）图3-3控制零点图从图3-3可以看出，PI控制器存在一个左半图的零点，用于减小系统的阻尼，效果与有关，还存在一个位于原点的极点，极点的作用是改善系统性能；将PI控制应用到单相并网逆变器的入网电流控制中，得到系统结构图，如图3-4所示。图3.4基于PI控制并网逆变器的结构框图根据系统结构框图得到入网电流的表达式为（3-6）由于ＰＩ控制器中的＆、曷值取值有限，在基波频率处增益有限，入网电流始终受影响。综上分析，PI控制应用在并网逆变器系统中有以下两处不足点：1）并网逆变器系统始终存在稳态误差，消除稳态误差性能由＆、尺参数决定，需通过合理调整比例系数和积分系数的参数减小系统稳态误差。2）对于电网电压引起的谐波干扰信号，PI控制器能力有限，无法消除其影响。3.3基于PI控制和重复控制的并网逆变器分析3.3.1重复控制的内模重复控制是一种基于内部模型原理的控制方法，内部模型是一个包含稳定闭环控制系统中外部控制信号的数学模型，应用该控制方法的系统是静态的。有效地抑制差分跟踪周期参考值或外部周期性干扰。应用内部模型原理来稳定系统的前提是控制链路的反馈信号来自控制信号，控制链路具有外部控制信号的数学模型。内部模型控制可实现外部信号的零稳态误差跟踪嵌入式系统外部信号数学模型可嵌入内部控制环节，实现高精度控制参考信号和反馈信号存在，两者之间的差异为零，信号路径相当于断开，系统中的输出信号不再与输入反馈信号相关联。此时，控制链路需要具有能够反映外部控制信号的数学模型，并且模型可以在通过控制链路之后输出相应的控制信号。然后，内部模型可以输出对应于外部反馈信号的控制信号，而不是依赖于外部反馈信号，其功能也可以被认为是信号发生器，并且相应的控制信号不断的被发出。根据自动控制原理，阶跃信号或干扰的数学模型基于内部模型原理，带积分链路的控制系统可以跟踪阶跃信号的稳态误差，消除外部阶跃干扰信号它可以。数学模型来实现这种效果。如果外部信号或干扰是单频正弦波信号，则可以在控制链路中嵌入相同频率的正弦波信号模型，以提供其他稳态误差跟踪。这是公关管理内部模型的原理解释。然而，如果具有多个分量频率的正弦信号是外部信号或干扰，则需要设置多个内部模式以实现系统的零稳态误差跟踪。换句话说，应该针对频率的不同谐波设置谐波。正弦波内部模型显著增加了控制整个系统的难度和复杂性。并网电流包含各种频率的谐波，显然不能满足上述要求，传统的内部模型控制不能满足实际并网逆变系统的要求。当并网逆变器系统运行时，谐波信号频率是基本信号频率的整数倍。谐波信号有两个特征，其一是扰动信号都是谐波形式，其二谐波信号都具有其周期性质，每个电网50Hz基波周期内的谐波信号都相同。可以采用重复控制内模：（3-7）其中，T是外部信号的周期。重复控制的内模框图如图3-5所示。图3-5重复控制内模的时域框图框图上的重复内部模式控制包括具有正反馈的延迟链路，延迟链路的延迟时间是外部信号的周期。在周期性谐波信号的情况下，内部模式的输出信号实现了连续累积和调整输出的外部控制信号的目的，这类似于上述整个链路。通过将输出信号调整为零来实现逆变器系统的零稳态误差跟踪。内部模型的重复控制通常用于离散域，因为模拟电路不易实现，因此易于实现延迟链路的数字控制：（3-8）式3.4中是为－个基波周期的采样次数，记为系统采样频率与基波频率比值。图3-6离散域下重复控制内模框图如图3-6所示，内部模式由具有正反馈的离散域的延迟链路组成，即使输入信号为0也周期性输出，输出信号为同一周期控制信号。因此，最终可以实现系统联动逆变器系统的零稳态误差跟踪。为了有效地消除控制系统中的周期性干扰和故障，并网逆变器系统主要使用迭代控制技术用于周期系统。由于交流电组件可由复杂组件控制，因此重复控制技术广泛用于并网逆变器系统。然而，内模型的极点部分的理想迭代控制在虚轴上。从控制理论的角度来看，控制系统处于非常稳定的状态，待控制参数的微小变化使系统不稳定。因此，有必要纠正理想的重复控制。其核心结构如图3-7所示。传递函数可以从离散域导出为：（3-9）式中上面相同；是内模系数，为了稳定内模，通常取值为略小于1的常数或者增益小于1的低通滤波器。其内模特性相应也会发生改变，即当输入信号等于0时，改进后的重复控制内模不再重复上－个周期控制信号，转变成控制倍号逐个周期衰减输出。图3-7重复控制器结构图3-8不同时的Bode图图3-9改进后重复控制系统框图根据图3-8所示的稳定性标准和频率特性，没有稳定性问题，因为LCL型控制对象通过无源衰减补偿消除了谐振峰值和谐振峰值处的大相位差。虽然内部模型改进后的实际应用中的迭代控制系统在内部模型改进后通过迭代控制系统提高了系统的稳定性，但是从性能的角度来看，它不能实现零稳态误差跟踪，这是一个折衷的办法。动态性能下降是因为单次重复控制延迟了一个周期。3.3.2延时环节延迟环节是内部模型迭代控制的基本部分，延迟属性是不能用作独立控制链路的固有属性，可以改善前向路径中系统的动态特性。由于延迟链路在前向路径中，控制信号被延迟一个周期。在并网逆变器系统中，参考信号和干扰信号都具有周期信号，干扰信号的频率是参考信号的整数倍，并且延迟链路在下一个周期中进行。在设计用于重复控制的补偿链路时，高级相位补偿设计也应基于延迟链路。因此，重复控制方法的缺点是动态性能差，响应速度慢于其他传统控制方法。3.3.3补偿环节补偿环节确定迭代控制的系统性能，并且必须根据控制目标进行设计。原理是参考信号和干扰信号包含在内部模型输出中，然后应尽可能地抑制干扰信号，并且在要控制的输出中应该没有静态差异。补偿环节由三部分组成。记为，一般采用零相移误差跟踪理论，具体每个部分如下：（1）重复控制的增益通常设定为1或1等常数，并调整重复控制的补偿强度。如果比较小，但对系统的稳定性降低了系统的误差信号的收敛速度增加，并且稳态误差，当较大时稳态误差然而系统可靠性降低。（2）作为相位补偿的渐进链路与相位补偿器相同。通常，根据受控对象和受控对象设计的滤波器引起相位延迟，相位小于0，并且超前相位补偿器需要在中频带中接近零相移。可以实现预连接的前提是在迭代控制的前一部分中引入了延迟链接。（3）滤波器在中低频时增益为1，并迅速降低高频段的增益，以确保系统稳定性并改善干扰保护。3.3.4PI+重复控制复合控制器结构PI控制器根据误差信号进行差分控制来调整系统，但缺点是动态调整性能好，动态响应差，但周期性重复干扰信号增益高。复合控制器不仅改善了LCL系统连接逆变器的谐波抑制，还提高了系统的动态响应性能。复杂控制器中引入的周期性延迟链路的重复控制具有较大的控制延迟，因此必须保持PI控制高速路径，其结构如图3.10所示。图3-10LCL型并网逆变的PI控制和重复控制结构图补偿器是幅度补偿环节，滤波器可以包括梳状滤波器和二阶低通滤波器，前者可以消除受控对象的共振峰值，后者可以用于提高前向信道的高度。频率衰减功能是用于补偿控制目标和二阶低通滤波器的相移的相角补偿链路。补偿器允许系统在中频带和低频带中保持单位增益和零相移特性，并且增益在中频带和高频带中衰减，以满足整个工作频带内系统的稳定性要求。3.4本章小结本章主要介绍并网逆变器的控制策略。首先，我们对单相并网逆变器进行数学建模和分析，获得电网传递函数和输入网络电流表示，并基于PI控制连接电网。本章重点介绍重复控制技术，在内部模型原理方面，系统可以跟踪参考值而无需静态跟踪，有效抑制外部循环波动或模型重复控制。模型分析在重复控制中引入延迟链路和补偿链路。提出了一种基于PI控制和迭代控制的集成控制策略，以保证良好的动态性能和高稳态精度。第4章系统仿真结果在MATLAB仿真平台上搭建一个1kw单相并网逆变器模型，各参数如下，电网峰值电压为311V，直流侧电压400V，滤波电感为3mH，为1.5mH，滤波电容C为凡阻尼电阻为，开关频率，电网频率。根据PI控制和迭代组合控制，以下输出电压和电流波形可用于两种控制方法。图4-1显示了单相电网互联逆变器输出电压和电流波形的模拟以及浪涌电流频谱的分析，但输出电压波形良好，电流波形的波动开始减小。同相和正弦波在输出电压和电流方面可以满足设计要求，但输出电流频谱的总谐波失真为3.71％，单个PI控制显示出更高的谐波抑制。图4-2显示了基于PI控制和重复控制的并网逆变系统输入电压和电流的模拟，波形，输出电压和电流的模拟表明波形相同，相位相同，信号稳定，电压小。当前尺寸符合设计要求，系统提供出色的动态性能。在图（b）的网络电流频谱分析中，谐波含量低，THD为1.14％，低于PI控制。谐波抑制优于单个PI控制。（a）并网逆变器系统的输出电压电流仿真波形（b）入网电流的频谱分析图4-1单独PI控制下的并网逆变器系统的仿真波形（a）并网逆变器系统的输出电压电流的仿真波形（b）入网电流的频谱分析图4-2PI控制和重复控制下的仿真波形第5章结论随着光伏技术的发展，太阳能利用问题已成为现代社会亟待解决的问题。并网逆变器是新能源与电网之间的纽带。逆变器控制PI控制是一种新型内部模型控制，可有效抑制并网逆变器系统的谐波和周期性干扰，具有出色的动态性能。在本文中，PI控制和重复控制主要应用于并网逆变器。主要研究成果如下：（1）在本文中，我们介绍了并网逆变器的拓扑结构，比较和分析了L型和LCL型滤波器的特性，选择了LCL型滤波器作为综合目标元件，并分析了逆变器的设计原理。对单相并网逆变器进行数学建模分析，并在每种运行模式下引入功率开关管的导通。该方法抑制LCL滤波器的谐振峰值，通过使用电容器串联电阻方法降低系统的复杂性，最小化衰减损耗，减小衰减参数，并使设计合理化。MATLAB仿真表明，无源衰减可以有效抑制谐振峰值并提高系统稳定性。