现代通信原理-ch2语音信号的数字传输

第二讲

语音信号的数字传输2第一节概述第二节脉冲编码调制（PCM）第三节自适应脉冲编码调制（ADPCM)第四节复用技术主要内容3知识点PCMPCM系统组成及各组成部分的作用(*)抽样定理及应用；抽样信号的重建(*)量化、最佳量化器、均匀量化器、最佳非均匀量化器、实际非均匀量化器(*)量化信噪比与量化比特数的关系（*）通信中语音量化采用13折线的理由(*)A律国际标准编、译码的方法；非线性码到线性码的转换(*)4ADPCMDPCM组成；系统总量化信噪比、预测增益复用技术几种复用技术的概念（*）OFDM基本原理、理解OFDM优缺点（*）PCM基群速率及来历复用与复接的概念PDH与SDH的比较第一节概述6概述语音信号数字编码方法7语音信号数字编码方法波形编码参量编码混合编码编码方法PCM△M－－－16～64KbpsADPCMLPC－－1.2~4.8Kbps88－－－RPE_LPT（规则脉冲激励长期预测）－泛欧GSM－13Kbps89－－－VSELP（矢量和线性预测）－8Kbps93－－－QCELP－IS960.8K~8.5Kbps96－－－EVRC－IS1278PCMLPC混合编码波形编码参量编码•编码速率大•编码语音质量高•编码语音质量差•编码速率低9分析器合成器源语音余量信号合成语音LP分析激励线性预测编码10激励信号发生器综合滤波器源语音感觉加权均方误差最小合成分析法多脉冲线性预测编码码激励线性预测编码LP分析激励第二节

脉冲编码调制（PCM）12脉冲编码调制（PCM）2.1脉冲调制方法2.2PCM原理2.3抽样2.4量化2.5编码132.1脉冲调制方法14PAM15理想抽样：1617自然抽样：18平顶抽样：192.2PCM原理20发送端：主要包括抽样、量化、编码三个过程。

a.抽样：是把连续时间模拟信号转换成离散时间连续幅度的抽样 信号，也即脉冲幅度调制信号（PAM）；b.量化：是把离散时间连续幅度的抽样信号转换成离散时间、离 散幅度的数字信号（也即量化的PAM信号）；

c.编码：将量化后的信号编码形成一个二进制码组输出。

从通信中的调制概念看，可以认为PCM编码过程是模拟信号调制一个二进制脉冲序列的过程，载波为脉冲序列，调制改变脉冲序列的有无或“1”、“0”，所以称其为脉冲编码调制。

除此之外，发送端的预滤波器的作用是为了将模拟信号的频带限制在一定范围内，比如将语音信号限制在300Hz～3400Hz的频带内，其目的是为了消除抽样时引起的频谱混叠。21接收端：

a.二进制码组反变换成重建的模拟信号，即对 PCM译码，得PAM信号；

b.PAM信号经低通滤波器（LPF）还原成模拟信号 （包含量化噪声及信道传输误码引起的噪声）。实际中，一般采用抽样保持电路，所以低通滤波器均需采用x/sinx型频率响应以补偿抽样保持电路引入的频率失真。22232.3抽样抽样间隔的确定信号重建24低通抽样一个频带限制在内的连续信号，如果抽样频率大于或等于,则可以由抽样序列无失真地重建恢复原始信号。2526δT(t)δT(f)-2fs-fs0fs2fs

f-fHfH00tf2fsfsfs0tt00Ts2Ts要使抽样序列的频谱不相交迭，则要求，其中是低通信号的带宽，即要求：27带通抽样带通抽样定理告诉我们，对于带通信号，抽样频率应满足下列关系式：其中N为不超过的最大正整数。由此可知，必有0≤M<1。28带通信号的抽样

带通信号的频谱限制在，带宽为

0B信号经抽样频率为的脉冲序列抽样后，它的频谱为：29要求从抽样序列中不失真的恢复出原来信号，则要求

不相重迭。（1）当若选，或，则可以保证平移后的频谱不相重迭。这时可以用通带为（fL,fH)的带通滤波器选出这个带通信号。

0B30（2）当时

0B同样如果抽样频率满足，则频谱搬移过程中不会发生重迭的。见P109，图5-8。

31从

则从

从

从

则从

一般则从

注意：低通信号的不重迭抽样频率要求，带通信号则要求，

32抽样间隔的确定信号重建33内插滤波3435阶梯波重建36阶梯波重建37抽样保持τ低通在低通滤波之前用频率响应为的网络进行校正

382.4量化参考资料9.《数字通信原理》《PrinciplesofDigitalCommunication》加拉格(RobertG.Gallager)第三章量化标量量化：模拟实数映射为离散实数。矢量量化：一次对n个信源变量进行编码。设计准则上考虑：给定量化集条件下均方失真最小；给定量化输出熵条件下的均方失真最小。——熵编码量化392.4量化1.基本概念2.最佳量化器3.量化方式均匀量化（正弦、语音信号）最佳非均匀量化实际的非均匀量化401.基本概念分层电平量化电平量化电平数量化间隔量化误差×××××412.最佳量化器最佳：即使量化误差的均方值最小42

称为量化噪声，量化噪声一般用均方误差来度量。设输入信号的概率分布密度为，则量化噪声

若把积分区域分割成L个量化间隔43最佳量化器就是在给定输入信号概率密度与量化电平数L的条件下，求出一组分层电平值与量化电平值使均方误差为最小值。44由物理意义：分层电平在量化电平的中点。45物理意义：量化电平在量化间隔的质心。最佳值不能用闭合公式表示，通常通过迭代方法逐次逼近。

P116，表5-1四种分布的最佳量化特性46讨论：L>>1时，

最佳量化电平正好在分层电平的中点。47量化噪声48当很小时，可写成积分形式

为最大量化电平超过（－V，V）时，称为量化过载

过载噪声

Px(x)对称分布时49总量化噪声503.量化方式（1）均匀量化

（正弦、语音信号）（2）最佳非均匀量化（3）实际的非均匀量化理想对数量化A律压缩特性A律压缩特性的实现51(1)均匀量化分层间隔

L为分层数有：

此时，量化噪声与信号统计特性无关。52例1. 若量化器输入信号为正弦信号，Am为幅度量化信噪比

,为编码位数（二进制）。令归一化有效值53则用dB来表示

时，刚发生过载此时，增加1位，增大6dB

54例2. 实际语音信号语音信号幅度的概率密度可近似地用拉普拉斯分布来表示，即这里，是信号的均方根值。

55当D＜0.2时，过载噪声很小，有

56

电话语音信号的均方值变动范围即语音动态范围可达（40－50）dB，高质量电话（长途电话）的至少应大于25dB以上。如果采用均匀量化，为了满足在40－50dB的范围内的大于25dB的要求，必须采用n=12位的均匀量化器。57(2)最佳非均匀量化

对于语音信号而言，采用均匀量化是不合理的，小信号出现概率大，对噪声功率的贡献也大，为了使提高，应当减小小信号时的量化间隔。为此，应采用非均匀量化，小信号时量化“细”，大信号时量化“粗”。即采用“瞬时压扩”的概念，以改善信噪比。5859（x）求该值最小时的f(x)特性60根据泛函求极值——拉格朗日乘子法：问题和结论：针对分布为拉普拉斯分布的语音信号，f(x)与信号的方差有关。图5-19表明：方差偏离最佳值，量化信噪比急剧下降，故最佳压缩特性未获得实际应用。61(3)实际非均匀量化理想对数量化按照信号动态范围内量化信噪比保持平稳来设计：问题和结论：实际中无法实现，要对小信号段进行修正。62A律压缩特性按照信号动态范围内量化信噪比保持平稳来设计：问题和结论：实现困难，实际中采用13折线法来逼近。ITUG.712建议中取A＝87.66364Z65最佳量化器均匀量化器非均匀量化器理想对数量化器A律对数压缩特性量化13折线A律压缩特性量化662.5编码（A律国际标准）

（1）码型 （2）规则 （3）几个问题67自然二进制码与折迭二进制码

折迭码的一个优点是对于小电平信号（绝对值小），若发生一个“比特”错误所产生的误差比自然码小。大信号时自然二进码误差小。

（以最高位出错为例）68规则：8位二进制码

M1M2M3M4M5M6M7M8极性码段落码段内码（电平码）量化间隔：最大：△max=(1/2)/(24)=1/32

最小：△min=(1/27)/(24)=1/211

=1/204869段落序号段落码M2M3M4

8765432111111010110001101000100070量化序号段内码M5M6M7M81514131211109876543210111111101101110010111010100110000111011001010100001100100001000071几个问题1)多少位线性码才能达到最小量化间隔？2）对数PCM转换为线性PCM的原因及方法。p1343）最小量化间隔为2单位与1单位的区别？p13472非均匀量化7位码到11位均匀量化线性码的转换：101/21/81/41/801/161/1281/641/3211111010110001101000000173000ABCD001ABCD010ABCD011ABCD100ABCD101ABCD110ABCD111ABCD0000000ABCD0000001ABCD000001ABCD×00001ABCD××0001ABCD×××001ABCD××××01ABCD×××××1ABCD××××××非均匀量化7位码到11位均匀量化线性码的转换：7位11位线性码＋16×2×2×2×2×2×27475第三节ADPCM77自适应差分脉冲编码调制（ADPCM）3.1DPCM基本原理目的方法收发端具体实现线性预测3.2自适应预测、自适应量化78

利用信源记忆性，用前面的样本预测后面的样本，可以改善PCM的性能。使在相同量化电平数目下，量化误差减少；或者在相同量化误差下使量化电平数M减少，从而降低码率。DPCM技术正是利用以前的样本值来预测当前样本值，然后对样本值与预测值的差值进行量化，这样可以减少量化电平数。79原始信号：抽样器量化器编码器预测器译码器预测器-预测信号：重建信号：差值信号：量化差值信号：80如果发、收端的预测器相同，而且信道传输没有误码，则

当采用N阶线性预测器时：DPCM误差为：抽样器量化器编码器预测器译码器预测器-81系统总的量化信噪比为：抽样器量化器编码器预测器译码器预测器-预测增益82P(Z)-极点预测器：即对Se(k)由其之前的N个S(N-i）（i=1,2,…，N）的线性组合来预测：即取Z变换：83P(Z)+为全极点预测器84P(Z)-P(Z)-发端：在实际中，采用本地解码信号Sr(k)作为预测器的输入信号。P(Z)+发端收端85实现最佳预测，关键求出，使Gp最大，即E[d2]最小。忽略量化误差，有：令：可求得最佳预测系数。868788899091第四节复用技术93复用技术4.1频分多路复用（FDM）直接法FDM复级法FDM4.2正交频分复用（OFDM） OFDM基本原理4.3时分多路复用（TDM）TDM基本原理时分复用的PCM系统PCM30/32路典型终端介绍944.1频分多路复用（FDM）95直接法：复用路数不很大时采用。96复级法：利用多级调制产生合成信号与直接法比较其载波数少！97立体声广播信号频谱结构98

调频立体声广播系统发送与接收原理图

(a)发送端;(b)接收端99ADSL频谱结构1001014.2正交频分复用（OFDM）102单载波调制：把数据流所构成的基带信号去调制一个载波。多载波调制：先把高速数据流经串并变换转换成一组低速数据流，然后各自去调制相应载波，并行传输。多载波调制，也称为多音调调制。通常的频分复用（FDM）就是多载波调制。正交频分复用调制（OFDM）是一种特殊的多载波调制方式。内容选自参考书7：《数字通信基础》电子工业出版社仇佩亮1031、OFDM方式允许各子信道频谱重迭；

节省了的频带

ff2．为了防止各子信道之间的串扰，OFDM要求各子载波相互正交；

3．OFDM可以利用离散Fourier变换（DFT）来实现其调制和解调；

正交频分复用调制与传统的频分复用的区别：104OFDM的优点：OFDM把数据流分成多个低码率的子数据流，用这些低码率子数据流去调制相应的子载波。这样使被传输的苻号的持续时间展宽，有利于减少码间干扰（ISI）；由于整个信道频带被分成一系列子频带，所以窄带干扰只影响其中一个或少数几个子信道，对于大多数子信道没有影响，因而OFDM减轻了窄带干扰和频率选择性干扰的影响。通过自适应技术可使受干扰轻的子信道传输较高的码率，受干扰严重的子信道传输低的码率、或者干脆不传输任何信息，这样可以充分利用信道容量，实现信息论中的灌水原则【见下页参考文献】。OFDM有许多优良性能，使得它在通信中，特别在宽带传输中，如DVB、DAB、ADSL、无线局域网和无线广域网中获得广泛应用。105余官定;张朝阳;仇佩亮.OFDM系统功率和比特分配算法研究[J]

电子与信息学报,2005,V27(9):1479-1482

MunzG,PfietschingerS,SpeidelJ.AnefficientwaterfillingalgorithmformultipleaccessOFDM.IEEEGLOBECOM’02,Taipei,Taiwan,2002,1:681-685.106OFDM的某些缺点：对于同步有更高要求；OFDM是多路载波的合并传输，故有时多路子载波同相合并，增强了信号幅度，有时反相合并会抵消了信号幅度，所以OFDM信号的幅度起伏较大，造成信号峰均比较大，使得OFDM对于功率线性放大提出了严格要求。1071OFDM的基本模型与DFT实现

一般OFDM的每个子载波采用PSK调制或QAM调制。令N表示子载波数目，T表示OFDM符号的有效持续时间，表示第i个子信道上传输的复数数据符号，是第i个子载波的频率，为矩形脉冲波形，即从时刻开始的一个OFDM苻号为

，相应的复数等效基带信号可表示为：，108图中表示组成OFDM信号的4个子载波。在实际系统中各子载波的幅度和相位往往是不相同的。但在一个OFDM的有效符号时间T中都包含了每个子载波的整数个周期，而且相邻子载波在一个OFDM有效符号时间中相差一个周期。

109子载波的正交性，及解调：所以OFDM接收机对第k个子载波解调为，于是其它的子载波对于解调子载波不造成干扰。由于OFDM子载波之间的正交性，即110OFDM信号的频谱可看成是周期为T的矩形脉冲波形的频谱与各子载波频率上的函数的卷积。

OFDM信号的频谱：111用离散Fourier逆变换（IDFT）构成OFDM基带信号：对复数等效基带信号以时间间隔采样，得到

表示是对进行IDFT运算的结果。反过来在接收端为了恢复出数据，可以对进行反变换，即DFT变换，

OFDM的调制和解调可以由IDFT和DFT来完成。通过N点IDFT运算把频域数据符号变换成时域数据符号，然后经过加循环前缀、并串变换和数模变换转换成时域波形，再经过频率上搬移到射频，发送出去。在接收端进行相应的逆变换。

112串并变换

多载波调制（IDFT）加循环前缀和并串变换D/A变换频率上变换频率下变换A/D变换去循环前缀和串并变换

多载波解调（DFT）并串变换OFDM的调制，解调系统方框图

在OFDM系统的实际运用中，可采用更方便、更快捷的IFFT/FFT。

1132保护时间与循环前缀

为了最大限度地消除码间干扰（ISI），可以在OFDM符号之间加入保护时间。保护时间的长度要大于预期的多径信道最大时延扩展。在保护时间中，OFDM系统完全不传输数据，它是一段空白。这样使得一个符号的多径时延分量不会干扰后继符号。加上保护时间后的OFDM符号时间长度为，其中OFDM的积分时间（即IDFT/DFT时间），仍为T（有效符号时间），相邻子载波频率间隔仍为。114空白的保护时间虽然能够消除多径展宽引起的码间干扰，但使子载波之间的正交性被破坏，产生子载波之间的串扰，即产生信道间干扰（ICI）。对子载波#1的ICI

延时的子载波#2

保护时间OFDM有效符号时间（FFT时间）

OFDM符号时间

子载波#1

115为了消除子信道之间的串扰，OFDM采用在原来空白保护时间中加循环前缀的方法。把OFDM符号的后面一段波形复制到原来空白保护时间中。由于OFDM有效时间T中包含了子载波的整数周期，所以这样加循环前缀不会在拼接处造成相位的突变。116设经过IDFT的OFDM时域数据为：

则加循环前缀后的OFDM符号为：其中为循环前缀的长度。

117多径传播对OFDM符号的影响第一径

反射径

OFDM符号时间

反射时延

保护时间

FFT积分时间

相位跳变

虚线是实线信号的时延复制品。OFDM的各子载波经过BPSK调制，在符号边界处可能发生相位跳变，对于虚线来说，这种相位跳变只能发生在实线信号的相位跳变之后。由于多径延时小于保护时间，所以可以保证在DFT的运算时间长度T中，不会发生信号相位的跳变。这不影响子载波之间的正交性。118OFDM信号的功率谱

（当各子载波分配到相同功率时）

1/TN=32的OFDM功率谱密度

119对OFDM信号采用“加窗”技术可使带外功率谱密度下降得更快，“加窗”意味着不采用矩形脉冲加权，采用其它形状的脉冲加权，使得OFDM符号的幅度在边界处平滑地下降到零。常用的“窗”类型有升余弦窗等。

功率谱密度（db）

频率/带宽

120OFDM发射框图OFDM调制器组121OFDM接收框图OFDM解调器组122OFDM调制原理123OFDM的作用无线信道的多径传播特征可以用有限冲激响应(FIR)滤波器来刻画。这种信道的记忆特性总会引起码间串扰(ISI)或块间串扰(IBI)。当数据传输速率进一步提高时，频率选择性衰落变得明显，码间串扰(ISI)加重。OFDM技术由于实现了并行传输，各个子载波携载的数据速率较低，符号持续期相对得到延长，从而减少了ISI和多径衰落。由于在多个子载波上传播数据，OFDM技术能够有效对抗无线衰落信道的频率选择性衰落。124OFDM子载波之间的正交性OFDM技术允许相邻子载波的频谱有很大程度的重叠，重叠度甚至可以达到50%，从而能更加有效地利用可用频段。可以认为每个子信道的频谱对应一个sinc函数。子载波之间相互正交，故携载于不同子载波上的信息互不影响。125子载波间正交性的证明在OFDM系统的发射机端，若发射符号的持续期记为，则OFDM块的持续期满足。相邻子载波间的频率间隔满足。如果将第一个子载波的RF频率作为参考频率，则任意第m个子载波的RF频率为。对于第m个和第l个任意两个子载波，它们满足126127OFDM的优点OFDM技术能够比较好地解决多径衰落和ISI。OFDM技术，结合自适应调制和子载波间的功率分配，能够更加有效地利用宝贵的可用RF频谱资源。OFDM技术能有效对抗窄带干扰。OFDM技术可以在不连续的带宽上实现。128129OFDM的不足OFDM技术固有的、相对较大的峰平功率比(Peak-to-AveragePowerRatio,PAPR)，会在一定程度上削弱RF放大器的功率效率。本质上，OFDM系统对频率偏移和相位噪声更加敏感。存在于发射机和接收机之间的频率抖动和多普勒频移，会导致比较严重的载波间干扰(ICI)。1304.3时分多路复用（TDM）131PAM时分复用原理图3–393路时分复用方框图1323路时分复用波形(a)第1路；(b)第2路；(c)第3路；(d)3路合成的波形133

时分复用的PCM系统TDM—PCM方框图134PCM30/32路典型终端设备介绍1.基本特性话路数目：30。抽样频率：8kHz。压扩特性：A=87.6/13折线压扩律，编码位数k=8，采用逐次比较型编码器，其输出为折叠二进制码。每帧时隙数：32。总数码率：8×32×8000=2048kb/s。1352.帧与复帧结构图3–42帧与复帧结构136(1)时隙分配。在PCM30/32路的制式中，抽样周期为1/8000=125μs，它被称为一个帧周期，即125μs为一帧。一帧内要时分复用32路，每路占用的时隙为125/32=3.9μs，称为一个时隙。因此一帧有32个时隙，按顺序编号为TS0、TS1、……、TS31。时隙的使用分配为①TS1～TS15,TS17～TS31为30个话路时隙。②TS0为帧同步码，监视码时隙。③TS16为信令(振铃、占线、摘机……等各种标志信号)时隙。137(2)话路比特的安排。每个话路时隙内要将样值编为8位二元码，每个码元占3.9μs/8=488ns，称为一比特，编号为1～8。第1比特为极性码，第2～4比特为段落码，第5～8比特为段内码。

(3)TS0时隙比特分配。为了使收发两端严格同步，每帧都要传送一组特定标志的帧同步码组或监视码组。帧同步码组为“0011011”，占用偶帧TS0的第2～8码位。第1比特供国际通信用，不使用时发送“1”码。奇帧比特分配为第3位为帧失步告警用，以A1表示。同步时送“0”码，失步时送“1”码。为避免奇帧TS0的第2~8码位出现假同步码组，第2位码规定为监视码，固定为“1”，第4~8位码为国内通信用，目前暂定为“1”。138(4)TS16时隙的比特分配。若将TS16时隙的码位按时间顺序分配给各话路传送信令，需要用16帧组成一个复帧，分别用F0、F1、……F15表示，复帧周期为2ms，复帧频率为500Hz。复帧中各子帧的TS16分配为①F0帧：1～4码位传送复帧同步信号“0000”；第6码位传送复帧失步对局告警信号A2，同步为“0”，失步为“1”。5、7、8码位传送“1”码。②F1～

F15各帧的TS16前4比特传1～

15话路信令信号，后4比特传16～

30话路的信令信号。1393.PCM30/32路设备方框图140单路编译码片构成的PCM30/32路方框图1414.4数字复接技术1421.数字复接设备方框图1432复接等级和速率系列1443正码速调整

异步复接二次群帧结构145正码速调整原理1464光纤通信同步数字系列简介

随着电信网的发展和用户要求的提高，光纤通信中的传统准同步(PDH)系统暴露出一些固有的弱点，即：

(1)欧洲、北美和日本等国规定话音信号编码率各不相同，这就给国际间互通造成困难。

(2)没有世界性的标准光接口规范，导致各厂家自行开发的专用接口(包括码型)在光路上无法实现互通。

(3)低速支路信号不能直接接入高速信号通路上去，例如目前低速支路多数采用准同步复接，而且大多数采用正码速调整来形成高速信号，结果结构复杂。

(4)系统运营、管理与维护能力受到限制。147SDH是由一些网络单元(例如终端复用器TM、同步数字交叉连接设备SDXC等)组成的，在光纤上进行同步信息传输、复用和交叉连接的网络，其关键是

(1)具有全世界统一的网络节点接口(NNI)。

(2)有一套标准化的信息结构等级，称为同步传输模块(STM-1,STM-4和STM-16)。

(3)帧结构为页面式，具有丰富的用于维护管理的比特。

(4)所有网络单元都有标准光接口。148(5)有一套灵活的复用结构和指针调整技术，允许现有的准同步数字体系、同步数字体系和B-ISDN信号都能进入其帧结构，因而具有广泛的适应性。

(6)大量采用软件进行网络配置和控制，使得功能开发、性能改变较为方便，适应将来的不断发展。149分插信号流图的比较150计算机通信授课教师：刘守训第五章

数字复接与SDH152本章内容5.1PCM复用与数字复接5.2同步数字系列简介

153本章学习要求掌握数字复接的概念、原理与分类（*）了解两种复接系列（2M和1.5M系列）等级掌握PCM基群帧结构（*）了解SDH的基本概念和帧结构

（*）指重点内容1545.1PCM复用与数字复接5.1.1基本概念

PCM复用：对多路话音信号直接进行编码复用的方法，称为PCM复用。

假设要对120路电话信号进行TDM，根据PCM过程，首先要在125μs内完成对120路话音信号的抽样，然后对120个样点值分别进行量化和编码。这样，对每路信号的处理时间（抽样、量化和编码）不到1μs，实际系统只有0.95μs。t抽样周期125μs120路信号（120个样值）155

如果复用的信号路数再增加，比如480路，则每路信号的处理时间更短。要在如此短暂的时间内完成大路数信号的PCM复用，尤其是要完成对数压扩PCM编码，对电路及元器件的精度要求就很高，在技术上实现起来也比较困难。PCM复用的缺点：

要求编码速度非常高，对电路及元器件的精度要求就很高，在技术上实现起来也比较困难。156三路模拟信号的TDM-PCM系统原理图157放大低通滤波抽样23N群路编码码型变换四线信道发PAMPCM二线1分路放大低通滤波抽样23N群路译码

再生收PAMPCM1分路158如何实现大路数信号的多路复用呢？采用数字复接的方法。数字复接：

就是指将两个或多个低速数字流合并成一个高速率数字流的过程、方法或技术。159PCM复用PCM复用PCM复用PCM复用30路电话30路电话30路电话30路电话数字复接120路电话2048kb/s160

5.1.2数字比特系列与复接等级

复用设备按照给定比特率系列划分为不同的等级，在各个数字复用等级上的复用设备就是将数个低等级比特率的信号源复接成一个高等级比特率的数字信号。

在国际上，CCITT为了便于国际通信的发展，推荐了两类群路比特率系列和数字复接等级。两类数字速率系列和数字复接等级如表5-1和图5-1所示。161

表5―1两种数字系列速率162图5―1数字复接等级示意图163ITU-T建议的数字TDM等级结构164

北美和日本采用的系列和相应数字复接等级是1.544Mb/s（基群）、6.312Mb/s（二次群）等，简称为1.5M系列。欧洲各国和我国都采用的系列和相应数字复接等级是2.048Mb/s（基群）、8.448Mb/s（二次群）等，即所谓的2M系列。

CCITT建议中大多数都是逐级复接，即采用N～（N+1）方式复接等级。比如二次群复接为三次群（N=2），三次群复接为四次群（N=3）。也有采用N～（N+2）方式复接，比如由二次群直接复接为四次群（N=2）。1655.1.3PCM基群帧结构

国际上通用的PCM有两种标准，即A律与μ律PCM，其编码规则与帧结构均不相同。由于抽样频率为8000Hz，故每帧的长度应为125μs。在A律PCM基群中，一帧共有32个时间间隔，称为时隙。各个时隙从0～31顺序编号，分别记作TS0、TS1、TS2、…、TS31；其中TS1～TS15和TS17～TS31这30个路时隙用来传送30路电话信号的8位编码码组；TS0分配给帧同步；TS16专用于传送话路信令即话路的标志码（如拨号脉冲、被叫摘机、主叫挂机等）。每个路时隙包含8位码，占时3.91μs，每位码占0.488μs，一帧共含256个码元，帧结构如图5―2所示。16610011011帧同步时隙/同步码11A11111奇帧偶帧信令时隙32路时隙1复帧2ms，含16帧用户时隙帧结构复帧结构留给国际通信用，不用时为“1”167图5―2PCM基群帧结构1685.1.4数字复接的原理与分类数字复接原理数字复接系统主要由数字复接器和分接器组成。复接器是把两个或两个以上的支路（低次群）按时分复用方式合并成一个单一的高次群，其设备由定时、码速调整和复接单元等组成；分接器的功能是把已合路的高次群数字信号分解成原来的低次群数字信号，它是由同步、定时和码速恢复等单元组成。系统框图见图5―3。169图5―3数字复接系统框图170复接器：复接器在各支路数字信号复接之前需要进行码速调整，即对各输入支路数字信号进行频率和相位调整，使其各支路输入码流速率彼此同步并与复接器的定时信号同步后，复接器方可将低次群码流复接成高次群码流。由此可得出如下复接条件：被复接的各支路数字信号彼此之间必须同步并与复接器的定时信号同步方可复接。171

(1)同步复接被复接的各输入支路之间，以及同复接器之间均是同步的，此时复接器便可直接将低支路数字信号复接成高速的数字信号。这种复接就称为同步复接。由此可见，这种复接方式无需进行码速调整、有时只需进行相位调整或根本不需要任何调整便可复接。复接方式分类：根据复接条件可分为： （1）同步复接 （2）异源（准同步）复接 （3）异步复接172

(2)异源（准同步）复接被复接的各输入支路之间不同步，并与复接器的定时信号也不同步：但是各输入支路的标称速率相同，也与复接器要求的标称速率相同（速率的变化范围在规定的容差范围内，基群为2048kb/s±50ppm，二次群为8448kb/s±30ppm，1ppm=10-6）,但仍不满足复接条件，复接之前还需要进行码速调整，使之满足复接条件再进行复接。这种复接方式就称为异源复接或准同步复接。

(3)异步复接被复接的各输入支路之间及与复接器的定时信号之间均是异步的，其频率变化范围不在允许的变化范围之内，也不满足复接条件，必须进行码速调整方可进行复接。这种复接方式称为异步复接。由以上可见，异源和异步复接方式都必须进行码速调整，满足复接条件后方可复接。173

绝大多数国家将低次群复接成高次群时都采用异源复接（准同步复接）方式。这种复接方式的最大特点是各支路具有自己的时钟信号，其灵活性较强。码速调整单元电路不太复杂，而异步复接的码速调整单元电路却要复杂得多，要适应码速大范围的变化，需要大量的存储器方能满足要求。同步复接目前用于高速大容量的同步数字系列中。174

对满足复接条件的低速支路码流进行复接时，根据码流的具体汇接方式可分为： （1）逐位（逐比特）复接 （2）按码字复接 （3）按帧复接三种方式(1)逐位复接：复接器每次复接一个支路的一比特信号，依次轮流复接各支路信号，这种复接就称为逐位（逐比特）复接。如图5―4（a）所示是4个PCM30/32路基群的TS1时隙（CH1话路）的码字情况；图5―4（b）是按位复接后的二次群中各支路数字码排列情况。按位复接简单易行，且对存储器容量要求不高。其缺点是对信号交换不利。175

图5―4两种复接方式示意图176(2)按码字复接复接器每次复接一个支路的一个码字（8bit），依次复接各支路的信号，这种复接就称为按码字复接。图5―4（c）是按码字复接情况，对基群来说，一个码字有8位码，它是将8位码先存起来，在规定的时间一次复接，四个支路轮流复接。这种方法有利于数字电话交换，但要求有较大的存储容量。177

图5―4两种复接方式示意图178(3)接帧复接就是复接器每次复接一个支路的一帧信号，依次复接各支路的信号，这种复接称为按帧复接。这种方法的优点是复接时不破坏原来的帧结构，有利于交换，但需要更大的存储容量，目前极少应用。179

“复用”与“复接”的区别：PCM复用是对多路（电话）信号在一个定长的时间内（帧）完成的PCM和TDM全过程。复接是对多路数字信号（数字流或码流）在一个定长的时间内进行的码元压缩与安排，它只负责把多路数字信号安排（复用）在给定的时间内，而不需要再进行抽样、量化和编码的PCM过程，从而减少了对每路信号的处理时间，降低了对器件和电路的要求，实现了大路数（高次群）信号的“时分复用”。180复接的原理就是改变各低速数字流的码元宽度，并把它们重新编排在一起，从而形成一个高速数字流。从表面上看，复接是一种合成，但其本质仍然是一种时分复用的概念。为了与PCM复用相区别，所以称之为“复接”。PCM复用是针对模拟信号的，而数字复接是以数字信号为对象的，尽管数字复接的任务是把低速PCM码流（低次群）变换成高速PCM码流（高次群）。从功能上看，数字复接强调的是把多路低速数字号变为一路高速数字信号，其目的是要提高通信系统的通信容量和传输信道的利用率。

1815.2同步数字序列SDH简介5.2.1SDH的提出

数字通信技术的应用是从市话中继传输开始的，为了适应点对点的应用而选择了准同步复用（PlesiochronousDigitalHierarchy)方式。鉴于当时可利用的传输媒介主要是电缆，其频带宽度有限，因此，尽量减小帧中的开销以节约频带资源便成为选择各级速率的一个基本出发点，并由此形成了2―8－34―140Mb/s的准同步数字系列（PDH）。美、日等国则采用基于1.5Mb/s的PDH。182图5―1数字复接等级示意图183

程控数字交换的引入使数字通信的应用从点对点传输发展为综合数字网。以光纤为代表的大容量传输技术的进步，要求PDH向更高速率发展。而随着电信网的发展和用户要求的提高，传统准同步（PDH）系统暴露出了一些固有的缺点，其表现为：(1)PDH是逐级复用的，当要在传输节点从高速数字流中分出支路信号时，需配备背对背的各级复分接器，分支／插入电路不灵活。(2)PDH各级信号的帧中预留的开销比特很少，不利于传送操作管理和维护（OAM）信息，不适应电信管理网（TMN）的需要。(3)PDH中1.5Mb/s与2Mb/s两大系列难以兼容互通。

(4)更高次群如继续采用PDH将难以实现。

(5)PDH在各支路信号同源时仍需塞入脉冲来调整速率，不利于向B―ISDN发展。

(6)欧洲、北美和日本等地区和国家规定的话音信号编码速率不同，给国际间的互通造成不便。18420世纪80年代以来，光纤通信获得广泛应用，并以其优良的宽带特性、传输性能和低廉的价格而逐渐成为电信网的主要传输手段。

目前，光纤通信技术的进展极为迅速，其传输容量越来越大，但就其潜力而言也仅仅是开发了很小的一部分，因此，带宽的节省不再是选择速率的主要依据，重要的是网络运用的灵活性、可靠性、维护管理的方便性以及对未来发展的适应性。

基于这一想法并针对PDH的缺点，美国Bellcore公司在1985年提出了同步光纤网（SONET）的设想，在此基础上，CCITT于1988年提出SDH的建议，并于1990年和1992年两次修订完善，形成了一套SDH的标准。185

SDH的基础设备是同步传送模块（STM）;

它的第一级称为STM―1，它实际上是一个带有线路终端功能的准同步数字复用器，它将63个2Mb/s信号，或3个34Mb/s信号，或1个140Mb/s信号复用或适配为155.520Mb/s（简称155Mb/s），在155Mb/s信号中预留了相当多的开销比特。从155Mb/s往上则完全采用同步字节复用，从而形成速率为622.080Mb/s的STM―4和速率为2488.320Mb/s的STM―16，更高速率的STM―N尚待标准化。186STM设备除了可作为复用器和线路终端设备外，还可组成分插复用设备（ADM）和数字交叉连接设备（DXC），以它们为基础即可构成SDH传送网。

CCITT除了对SDH速率和复用结构进行了标准化，还对SDH传送网分层模型、保持与恢复方法、定时同步原则、网络管理与性能以及引入策略等进行了规范。

世界上主要的电信制造公司正在加速开发SDH产品，一些电信主管部门已规划并已开始建设SDH传送网，可以预期它的发展将会很快，并完全取代PDH传输网。1875.2.2SDH的帧结构

1．SDH的帧结构

SDH最基本、最重要的数据块为同步传输模块STM―1。更高级别的STM―N信号则是将STM―1按同步复用，经字节间插后形成的。

STM―1矩形块状帧结构如图5―5所示，它由两部分组成：比特开销和信息净负荷。188STM-N帧结构189图5―5STM―1帧结构STM―1帧结构由9行、270列组成。每列宽一个字节即8比特，开始9列为开销所用，其余261列则为有效负荷即数据存放地。整个帧容量为（261+9）×9=2430字节，相当于2430×8＝19440比特。帧传输速率为8000帧／秒，即125μs为一帧，因而STM―1传输速率为19440×8000=155.520Mb/s.bit190STM―1帧结构字节的传送是从左到右，从上到下按行进行，首先传送帧结构左上角第一个8比特字节，依次传递，直到9×270个字节都送完，再转入下一帧。bit191速率等级速率（Mb/s)STM-1155.520STM-4622.080STM-162488.320STM-649