N003章双闭环直流调速系统

转速、电流双闭环直流调速系统和

调节器的工程设计方法

电力拖动自动控制系统第3章2.1转速、电流双闭环直流调速系统

及其静特性一。问题的提出

采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。

如果对系统的动态性能要求较高，单闭环系统就难以满足需要。如何控制动态性能？电力拖动系统的运动方程：结论：要得到好的动态性能，必须控制好转矩，即控制好电流。1.单闭环系统的主要问题

单闭环系统不能控制电流和转矩的动态过程。电流截止负反馈环节只是用来限制电流的冲击，并不能很好地控制电流的动态波形。a)理想的快速起动过程IdLntIdOIdmb)带电流截止负反馈的单闭环调速系统图2-1直流调速系统起动过程的电流和转速波形n2.理想的起动过程IdLntIdOIdmIdcrn3.解决思路

为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值Idm的恒流过程。

按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。

现在的问题－－希望能实现控制：起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈。稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。

怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈，又使它们只能分别在不同的阶段里起作用呢？------转速电流双闭环系统+TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAM+-UdIdUPE-MTG图2-2转速、电流双闭环直流调速系统结构

ASR—转速调节器ACR—电流调节器TG—测速发电机TA—电流互感器UPE—电力电子变换器内环外环ni二。转速、电流双闭环直流调速系统的组成转速、电流双闭环直流调速系统的组成

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

系统电路结构图3-2双闭环直流调速系统电路原理图++--TG+-+-RP2U*nR0R0UcUiRiCi++-R0R0RnCnASRACRLMRP1UnU*iLM+MTAIdUdMTGUPE+-+-限幅的作用：

转速调节器ASR的输出限幅电压U*im

－－电流给定电压的最大值，即限制了最大电流；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm

－－Uc的最大值，即限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。限幅电路（外限幅，输出限幅）二极管钳位的外限幅电路二极管钳位的外限幅电路C1R1R0RlimVD1VD2限幅电路（内限幅，输出和积分限幅）图3-3(a)双闭环直流调速系统的稳态结构框图(ASR未饱和)—转速反馈系数

—电流反馈系数Ks

1/CeU*nUcIdEnUd0Un++-ASR+U*i-IdRR

ACR-UiUPE三。双闭环系统稳态结构图和静特性

1.稳态结构图：图3-3(b)ASR饱和，相当于电流闭环系统Ks1/CeUcIdEnUd0++U*i-IdRR

ACR-UiUPEASR饱和，相当于电流闭环系统2.系统静特性

设计时，ACR不会达到饱和状态。

AB段ASR未饱和，BC段ASR饱和。

图3-4双闭环直流调速系统的静特性

n0IdIdmIdNOnBCA（1）ASR不饱和－转速无静差即

U*i>U*im，Id<Idm。（2）ASR饱和－电流无静差U*i=U*im，稳态时

最大电流--Idm

取决于容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。n<n0，3.两个调节器的作用转速无静差：在负载电流小于Idm时表现转速负反馈起主要调节作用。电流无静差：当负载电流达到Idm

后，转速调节器饱和，电流调节器起调节作用。四。各变量的稳态工作点和稳态参数计算

双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系：

(3-3)(3-5)

(3-4)

PI调节器特点：

比例环节的输出量总是正比于其输入量。

PI调节器未饱和时，其输出量的稳态值是输入的积分，最终使PI调节器输入为零，才停止积分。 双闭环系统中，稳态时：

电流调节器的输出：

转速调节器的输出：

反馈系数计算：转速反馈系数

电流反馈系数

(3-6)(3-7)

3.2双闭环直流调速系统的数学模型

和动态性能分析双环系统起动过程是怎样的？

从动态数学模型出发，分析双闭环直流调速系统的起动过程、动态抗扰性能、转速和电流两个调节器的作用。

一。双闭环直流调速系统的动态数学模型PI调节器的结构：++C1RbalUinR0+AR1ASR及ACR都采用PI调节器：U*nn系统动态结构图：图3-5双闭环直流调速系统的动态结构框图

Uc-IdLUd0Un+--

-UiWASR(s)WACR(s)KsTss+11/RTls+1RTmsU*iId1/Ce+E电机模型二。起动过程分析

突加给定电压U*n时，双闭环直流调速系统在带有负载IdL

条件下起动过程的电流波形和转速波形。图2-7双闭环直流调速系统起动时的转速和电流波形

IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4t3

t2

t1

1.起动过程

在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和（I）、饱和（II）、退饱和（III）三个阶段。

图2-7双闭环直流调速系统起动时的转速和电流波形

n

OOttIdm

IdL

Id

n*

IIIIIIt4

t3

t2

t1

IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4

t3t2

t1tt第I阶段电流上升阶段（0~t1）

第I阶段电流上升的阶段（续）突加给定电压U*n后，Id上升，当Id

小于负载电流IdL时，电机还不能转动。当Id≥

IdL

后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，ASR输入偏差电压仍较大，ASR很快进入饱和状态，而ACR一般不饱和。直到Id=Idm

，Ui

=U*im

。特点：ASR由不饱和进入饱和状态 转速增加较慢、电流快速上升到Idm。n

IdL

Id

n*

Idm

OOIIIIIIt4

t3

t2

t1

tt第II阶段恒流升速阶段（t1~t2）

第II阶段恒流升速阶段（续）ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统为在恒值电流U*im给定下的电流调节系统，基本上保持电流Id

恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长，直到n

=n*。电机的反电动势E也按线性增长，对电流调节系统来说，E是一个线性渐增的扰动量，为了克服它的扰动，Ud0和Uc

也必须基本上按线性增长，才能保持Id

恒定。当ACR采用PI调节器时，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，也就是说，

Id

应略低于Idm。第II阶段恒流升速阶段（续）特点：ASR处于饱和状态－－转速环开环；电流无静差系统；转速线性上升；Id略小于Idm第Ⅲ阶段转速调节阶段（t2以后）

ASR和ACR都不饱和，ASR起主导作用，ACR力图使Id尽快地跟随U*i

，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4t3

t2

t1

tt第Ⅲ阶段转速调节阶段（续）当n

=n*时，ASR输入偏差为零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值U*im

，所以电机仍在加速，使n>n*。ASR输入偏差电压变负，开始退出饱和，U*i

和Id

很快下降。但是，只要Id

仍大于负载电流IdL，转速就继续上升。直到Id

=IdL时，转矩Te=TL

，则dn/dt=0，转速n才到达峰值（t=t3时）。第Ⅲ阶段转速调节阶段（续）此后，电动机在负载的阻力下减速，在一小段时间内（t3~t4

），Id<

IdL

，直到稳定Id=

IdL

，n

=n*。如果调节器参数整定得不够好，会有振荡过程。IdL

Id

n

n*

Idm

OOIIIIIIt4

t3t2

t1

tt特点：ASR不饱和，起主要调节作用；ACR起跟随作用；转速有超调。2.起动过程的特点：

双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点：

（1）饱和非线性控制（2）转速超调（3）准时间最优控制(有限制条件的最短时间控制)

三。双闭环调速系统动态抗扰性能分析

主要扰动源：负载变化；电源电压变化。

1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/RTls+1RTmsKsTss+1ACR

U*iUi--EId1.抗负载扰动±∆IdL直流调速系统的抗负载扰动作用抗负载扰动（续）

扰动作用位置：电流环之外 抗扰作用调节器：转速调节器ASR

对ASR的设计要求：应要求有较好的抗扰性能指标。2.抗电网电压扰动-IdL±∆Ud图2-8直流调速系统的动态抗扰作用±△Ud—电网电压波动在整流电压上的反映

1/CeU*nnUd0Un+-ASR1/RTls+1RTmsIdKsTss+1ACR

U*iUi--E抗电网电压扰动

双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。

扰动作用位置：电流环内的前向通道 抗扰作用的调节器：电流调节器ACR

1.转速调节器的作用

（1）速度调节－它使转速n很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。（2）抗扰作用－－对负载变化起抗扰作用。（3）限制电机最大电流－－其输出限幅值决定电机允许的最大电流。四。转速、电流调节器的作用

2.电流调节器的作用（1）跟随作用－－作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。（2）抗扰作用－－对电网电压的波动起及时抗扰的作用。（3）加快动态过程－－在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。（4）过流自动保护作用－－当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。2.3调节器的工程设计方法必要性:

设计调节器须同时解决稳、准、快、抗干扰等各方面相互有矛盾的静、动态性能要求。可能性:

电力拖动自动控制系统可由低阶系统近似，事先研究低阶典型系统的特性，将实际系统校正成典型系统，设计过程就简便多了。设计方法的原则

（1）概念清楚、易懂； （2）计算公式简明、好记； （3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向； （4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式； （5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。一。工程设计方法的基本思路

选择典型系统 －－根据系统性能要求选择合适的典型系统2.选择调节器结构

－－使系统典型化并满足稳定和稳态精度。3.设计调节器的参数 －－满足动态性能指标的要求。二。控制系统的动态性能指标动态性能指标：

跟随性能指标 抗扰性能指标调速系统的动态指标－－以抗扰性能为主；随动系统的动态指标－－以跟随性能为主。

系统典型的阶跃响应曲线±5%（或±2%）

0Otrts图2-11典型阶跃响应曲线和跟随性能指标跟随性能指标

阶跃响应跟随性能指标：tr

—上升时间：第一次到达给定值的时间—超调量:ts

—调节时间:进入误差带的时间

突加扰动的动态过程和抗扰性能指标图2-12突加扰动的动态过程和抗扰性能指标±5%（或±2%）

O

tmtvCb抗扰性能指标

抗扰性能指标：Cmax

—最大动态降落tv

—恢复时间：

三。典型系统

一般来说，许多控制系统的开环传递函数都可表示为

R(s)C(s)典型系统

分母中的sr项表示该系统在原点处有r重极点，r=0，1，2，…时，分别称作0型、I型、Ⅱ型、…系统。

0型系统稳态精度低，而Ⅲ型和Ⅲ型以上的系统很难稳定。为了保证稳定性和较好的稳态精度，多选用I型和II型系统。1.典型I型系统（1）结构图与传递函数

式中T—系统的惯性时间常数；

K—系统的开环增益。（2-9）

K

与截止频率c

的关系

当c

<1/T时，特性以–20dB/dec斜率穿越零分贝线，系统有较好的稳定性。由图中的特性可知：所以

K=c

（当

c

时）

(2-12)

OdB/decdB/dec典型I型系统开环对数频率特性

系统结构简单，对数幅频特性–20dB/dec的斜率穿越0dB线，只要参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳定的，且有足够的稳定裕量，当或相角稳定裕度

典型I型系统性能特性四。典型I型系统性能指标和参数的关系

典型I型系统中，时间常数T

在实际系统中往往是控制对象本身固有的，能够改变的只有开环增益K

。设计时，需要按照性能指标选择参数K

。

K

与开环对数频率特性的关系

不同K值时典型I型系统的开环对数频率特性，箭头表示K值增大时特性变化的方向。

快速性与稳定性之间的矛盾

K值越大，截止频率c

也越大，系统响应越快，相角稳定裕度

=90°–arctgcT越小，这也说明快速性与稳定性之间的矛盾。

在选择参数K时，须在二者之间取折衷。1.典型I型系统跟随性能指标与参数的关系

（1）稳态跟随性能指标e不同输入信号作用下的稳态误差输入信号阶跃输入斜坡输入加速度输入稳态误差

0v0/K稳态跟随性能指标在阶跃输入下的I型系统稳态时是无差的；但在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与K值成反比；在加速度输入下稳态误差为。

因此，I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。K、T与标准形式参数的换算（1）动态跟随性能指标（2-13）

闭环传递函数：典型I型系统是一种二阶系统，式中n—无阻尼时的自然振荡角频率，或称固有角频率；

—阻尼比，或称衰减系数。（2-13）

二阶系统的动态响应性质

<1，欠阻尼的振荡特性，

1，过阻尼的单调特性；

=1，临界阻尼。过阻尼动态响应较慢，一般把系统设计成欠阻尼，即

0<

<1典型I型系统的阻尼比

在典I系统中KT<1，代入式得

>0.5，应取

(2-18)

二阶系统的动态响应性质

<1，欠阻尼的振荡特性，

1，过阻尼的单调特性；

=1，临界阻尼。过阻尼动态响应较慢，一般把系统设计成欠阻尼，即

0<

<1过渡时间

超调量

上升时间

峰值时间

性能指标和系统参数之间的关系截止频率

相角稳定裕度

典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系KT0.250.390.50.691.0阻尼比超调量上升时间tr峰值时间tp

相角稳定裕度

截止频率c1.00%

76.3°0.243/T0.81.5%6.6T8.3T69.9°0.367/T0.7074.3%4.7T6.2T

65.5°0.455/T0.69.5%3.3T4.7T59.2°0.596/T0.516.3%2.4T3.2T

51.8°0.786/T！！！！性能指标讨论：1。当

，时，超调量为，稳定性和快速性都较好－－西门子把它称为“二阶最佳系统”；2。在工程上，根据不同的工艺要求，可以有不同的最佳参数选择，根据要求选择参数；3。列表的目：为参数的选择提供了简便的途径，当不能满足所需的全部性能指标时，说明典型Ⅰ型系统已不能适用，须采用其它控制方法。典型Ⅰ型系统已经规定了系统的结构，分析它的抗扰性能指标的关键因素是扰动作用点，某种定量的抗扰性能指标只适用于一种特定的扰动作用点。(2)动态抗扰性能指标电流环的扰动作用点：在

采用PI调节器的情况下，在扰动作用点前后各是一个一阶惯性环节，其动态结构框图为：（T2>T1）

仅考虑扰动作用R(s)=0典型I型系统

扰动作用下的典型I型系统的传递函数:(典型的I型系统)

阶跃扰动作用下的输出变化量阶跃扰动：输出变化量：当27.8%16.6%9.3%6.5%tm

/T2.83.43.84.0tv

/T14.721.728.730.4典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系（KT=0.5,Cb=FK2)结果分析

当控制对象的两个时间常数相距较大时，动态降落减小，但恢复时间却拖得较长。2.典型Ⅱ型系统结构图和传递函数

（3-22）OdB/decdB/decdB/decO1/1典型II型系统性能指标和参数的关系

典型II型系统的时间常数T也是控制对象固有的，而待定的参数有两个：K和。定义中频宽：(2-32)

OdB/decdB/decdB/dec典型Ⅱ型系统开环对数频率特性O1/1典型Ⅱ型系统系统性能特性

典型的II型系统也是以–20dB/dec的斜率穿越零分贝线。为保证系统稳定，选择参数应满足

或

比T大得越多，系统的稳定裕度越大。典型Ⅱ型系统的开环对数幅频特性0-20

–40

-40

/s-1c=1–20dB/dec–40dB/dec–40dB/dec中频宽参数之间的一种最佳配合采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值最小准则，可以找到和两个参数之间的一种最佳配合，

表3-3(P74)加大中频宽h可以减小，从而降低超调量，但同时也将减小，使系统的快速性减弱参数之间的一种最佳配合则

P74（1）动态跟随性能指标开环闭环

h345678910

tr

/Tts

/T

k52.6%

2.412.15343.6%2.65

11.65

237.6%2.859.55233.2%3.010.45129.8%3.111.30127.2%3.212.25125.0%3.313.25123.3%3.3514.201C（t/T）（单位阶跃响应函数）典型II型系统阶跃输入跟随性能指标（按Mrmin准则确定关系时）(P75)表3-4h越小超调量越大－－稳定性差转速环在负载扰动作用下的动态结构:(2)典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标图3-14转速环在负载扰动作用下的动态结构图图3-15典型II型系统在一种扰动作用下的动态结构框图一种扰动作用下的结构等效结构图II型系统阶跃扰动下按最小的闭环幅频特性峰值Mrmin准则典型II型系统动态抗扰性能指标与参数的关系

h345678910

Cmax/Cbtm

/T

tv

/T

72.2%

2.4513.60

77.5%2.70

10.4581.2%2.858.8084.0%

3.0012.9586.3%3.1516.8588.1%3.2519.8089.6%3.3022.8090.8%3.4025.85

h345678910

tr

/Tts

/T

k52.6%

2.412.15343.6%2.65

11.65

237.6%2.859.55233.2%3.010.45129.8%3.111.30127.2%3.212.25125.0%3.313.25123.3%3.3514.201表3-5表3-4跟随性能±5%（或±2%）Cb

0Otrts图2-11典型阶跃响应曲线和跟随性能指标

突加扰动的动态过程和抗扰性能指标图2-12突加扰动的动态过程和抗扰性能指标±5%（或±2%）

O

tmtvCb

一般来说，

h值越小，Cmax/Cb

也越小，

tm

和tv

都短，因而抗扰性能越好，这个趋势与跟随性能指标中超调量与h值的关系恰好相反，反映了快速性与稳定性的矛盾。

但是，当h<5时，由于振荡次数的增加，

h再小，恢复时间tv

反而拖长了。

h=5是较好的选择两种典型系统性能比较静态误差不同

－－典型I只对阶跃输入无差，典型Ⅱ对斜坡输入也无差动态跟随及抗扰性能 －－典型I型系统在跟随性能上可以做到超调小，抗扰性能较差 －－典型Ⅱ型系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好。这是设计时选择典型系统的重要依据。3.控制对象的工程近似处理方法（1）高频段小惯性环节的近似处理

小时间常数所对应的频率都处于频率特性的高频段，形成一组小惯性群。例如，系统的开环传递函数为小惯性环节可以合并

当系统有一组小惯性群时，在一定的条件下，可以将它们近似地看成是一个小惯性环节，其时间常数等于小惯性群中各时间常数之和。

例如：一般工程上允许有10%的误差,则考虑到开环频率特性的截止频率与闭环频率的带宽一般比较接近,则用截止频率作为闭环系统通频带的标志.近似表示为同理,如果三个小惯性环节,其近拟处理表达式为或***（2）高阶系统的降阶近似处理三阶系统a，b，c都是正数，且bca，即系统是稳定的。降阶处理：忽略高次项，得近似的一阶系统近似条件

(2-50)

(2-51)

(2-52)

（3）低频段大惯性环节的近似处理

时间常数特别大的惯性环节，可以近似为积分环节，即

近似条件

(2-53)

c对频率特性的影响低频段大惯性环节近似处理对频率特性的影响

低频时把特性a近似地看成特性b

1.调节器结构的选择 基本思路:将控制对象校正成为典型系统。系统校正控制对象

调节器

输入输出典型系统

输入输出3.3.3按工程设计方法设计双闭环系统的调节器校正成典型I型系统的几种调节器选择控制对象调节器参数配合T1、T2T3T1T2控制对象调节器参数配合认为：

认为：

校正成典型II型系统的几种调节器选择3.3.3按工程设计方法设计双闭环系统的调节器

系统设计的一般原则：

“先内环后外环”

从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)电流环图3-18双闭环调速系统的动态结构框图

转速、电流双闭环调速系统E(s)增加了滤波环节

设计分为以下几个步骤：1.电流环结构图的简化；2.电流调节器结构的选择；3.电流调节器的参数计算；4.电流调节器的实现；5.检验近似条件。一。电流调节器的设计1.电流环结构图的简化简化内容忽略反电动势的动态影响等效成单位负反馈系统小惯性环节近似处理Ud0(s)+-Ui(s)ACR1/RTls+1U*i(s)Uc

(s)KsTss+1Id

(s)

Tois+11

Tois+1（1）忽略反电动势的动态影响

暂不考虑反电动势变化的动态影响，电流环如下图所示。简化条件：

电流环截止频率

给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s)/

，则电流环便等效成单位负反馈系统。

+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1图2-23b等效成单位负反馈系统+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)图2-23c电流环结构图+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1

Ts

和T0i

一般都比Tl小得多，可以近似为一个惯性环节，其时间常数为

T∑i=Ts+Toi

(2-55)

简化的近似条件为

(2-56)

（2）小惯性环节近似处理2.电流调节器结构的选择典型系统的选择：采用I型系统电流调节器选择：PI型的电流调节器，传递函数（3-48）

Ki

—电流调节器的比例系数；

i＝电流调节器的超前时间常数。+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)3.电流调节器的参数计算

调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消

则电流环的动态结构图便成为典型Ⅰ系统，其中+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-Uc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)3.电流调节器的参数计算(续）

如希望电流超调量i

≤5%，选

=0.707，KI

Ti=0.5，则根据性能要求查典型I型系统跟随性能指标与参数的关系表,查出KT值，因T已知，计算K。KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)图2-24校正成典型I型系统的电流环a)动态结构框图

b)开环对数幅频特性:

校正后电流环的结构和特性OL/dBci-20dB/dec/s-1-40dB/decT∑i4.电流调节器的实现模拟式电流调节器电路图中:U*i

—电流给定电压；–Id

—电流负反馈电压；Uc

—电力电子变换器的控制电压。图2-25含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器

电流调节器电路参数的计算公式(2-62)

(2-63)

5。检验近似条件：计算电流环截止频率： （1）电力电子变换器纯滞后的近似处理：（2）忽略反电动势变化对电流环的动态影响：

（3）电流环小惯性群的处理：

1.电流环的等效闭环传递函数电流环闭环传递函数(2-65)

KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)忽略高次项，上式可降阶近似为

(2-66)

近似条件可由式（2-52）求出

(2-67)

式中cn—转速环开环频率特性的截止频率。电流环的传递函数简化:(3-59)

电流环等效传递函数

原来双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)电流环图3-18双闭环调速系统的动态结构框图

E(s)增加了滤波环节

电流闭环控制的意义

电流闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能。

例3-1ACR设计-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)电流环图3-18双闭环调速系统的动态结构框图

E(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1Ud0(s)+-Ui(s)ACR1/RTls+1U*i(s)Uc

(s)KsTss+1Id

(s)

Tois+11

Tois+1+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1(2-62)

(2-63)

检验近似条件：计算电流环截止频率： （1）电力电子变换器纯滞后的近似处理：（2）忽略反电动势变化对电流环的动态影响：

（3）电流环小惯性群的处理：

例3-1设计步骤：1.电流环的等效闭环传递函数；2.转速调节器结构的选择；3.转速调节器参数的选择；4.转速调节器的实现；5.校验近似条件。二。转速调节器的设计2.转速调节器结构的选择转速环的动态结构

-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)电