合工大电力电子第三章 DC-DC变换器4

电力电子技术

PowerElectronicTechnology3.4变压器隔离型DC-DC变换器基本的DC/DC变换器输出与输入之间存在直接电联系输入电压一般从电网直接经整流滤波取得，输出直接给负载供电输出电压等级与输入电压等级若相差太大，势必影响调节控制范围造成了低压供电负载与电网电压之间的直接电联系3.4变压器隔离型DC-DC变换器为了解决这一问题，通常有两种办法：

方法·1·电压等级合适的工频交流电压所需直流电压电网电压工频变压器整流滤波3.4变压器隔离型DC-DC变换器为了解决这一问题，通常有两种办法：

方法·2·整流滤波斩波或逆变电路高频变压器整流滤波负载所需要的直流电压合适电压等级的高频交流电高频的脉冲或交流电初级直流电压电网电压隔离型DC-DC变换器3.4.1隔离型Buck变换器——单端正激式变换器

Buck型DC-DC变换器将这一方波电压接到变压器的原边，则副边也将输出相同形状的方波变压器副边输出接整流滤波电路，就可以得到隔离型Buck变换器变压器的原边与副边同时工作，并且在一个开关周期内直流输入功率只从变压器一次绕组的一端流入因此也称为单端正激变换器3.4.1隔离型Buck变换器——单端正激式变换器

对于隔离型Buck变换器，由于加在变压器原边是单方向的脉冲电压，当VT导通时，原边线圈加正向电压并通以正向电流，磁芯中的磁感应强度将达到某一值，由于磁芯的磁滞效应，当VT关断时，线圈电压或电流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，这就是剩磁通剩磁通的累加可能导致磁芯饱和，因此需要进行磁复位3.4.1隔离型Buck变换器－单端正激式变换器磁芯复位技术可以分成两种：把铁芯的剩磁能量自然地转移，在为了复位所加的电子元件上消耗掉，或者把残存能量馈送到输入端或输出端通过外部能量强迫铁芯磁复位隔离型Buck变换器大多采用将剩磁能量馈送到输入端的再生式磁芯复位方法进行磁复位

在隔离型Buck变换器加上磁复位电路就构成了左图所示的带有磁复位电路的隔离型Buck变换器其中磁复位电路由绕组N3和箝位二极管VD2构成图3-14图3-15a)3.4.1隔离型Buck变换器－单端正激式变换器3.4.1隔离型Buck变换器－单端正激式变换器

图3-14Ui(N2/N1)Ui-(N1/N3)Ui[1+(N1/N3)]Ui3.4.1隔离型Buck变换器－单端正激式变换器能量传递阶段VT导通,经变压器耦合和二极管VD向负载传输能量此时，滤波电感L储能（a）能量传递阶段

3.4.1隔离型Buck变换器－单端正激式变换器

磁芯复位阶段VT截止,N3承受上正下负的电压，N1N2将承受下正上负的电压，二极管VD截止电感L中产生的感应电势使续流二极管VD1导通，电感L中储存的能量通过二极管VD1向负载释放（b）磁芯复位阶段

3.4.1隔离型Buck变换器－单端正激式变换器

电感续流阶段变压器磁芯中的剩磁能量全部释放完毕，电感L中储存的能量继续通过二极管VD1向负载释放Uo=0（c）电感续流阶段3.4.1隔离型Buck变换器－单端正激式变换器隔离型Buck变换器－单端正激式变换器输出电压为：Ui(N2/N1)Ui-(N1/N3)Ui[1+(N1/N3)]UiVT导通时VD1承受的反向电压：（a）能量传递阶段

VT导通时VD2承受的反向电压：VD承受的反向电压：VT承受的反向电压：（b）磁芯复位阶段

对Buck-Boost直流变换器如左图所示，若将中间的电感改为隔离变压器，即可推出隔离型Buck-Boost变换器这种变换器副边是在功率管关断期间工作的，故亦称单端反激式（Fly-back）变换器3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器对副边回路整理3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器隔离型Buck-Boost变换器拓扑3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器++ton++UiTs3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器ton++UiTs当VT导通时，电路的电流路径和N2绕组上的感应电压极性如左图所示输入电压Ui加到变压器T的原边绕组N1上，二极管VD截止，副边绕组N2中没有电流流过电源输入的能量以磁能的形式储存于反激变压器（电感）中，该阶段为电感储能阶段3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器当VT截止时，电路电流路径与N2绕组上的感应电压极性如左图所示由于电感中电流（安匝）方向不能突变，这时N2绕组上的感应电压使二极管VD导通反激变压器（电感）中储存的能量通过另一个绕组传输给负载，该阶段为电感释放能量阶段3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器当电感中的能量全部释放完毕后电路电流途径与N2绕组上的感应电压极性如左图所示负载将全部由输出滤波电容供电该阶段为电容供电阶段3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器

根据隔离型Buck-Boost变换器中能量传递的过程：在VT导通期间先由电源输入的能量以磁能的形式储存于反激变压器（电感）中，在VT截止期间再由反激变压器（电感）中储存的能量通过另一个绕组传输给负载，这种变换器也称为电感储能型隔离变换器

3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器假设绕组N1的电感量为L1，绕组N2的电感量为L2，则VT导通期间流过N1的电流为:若VT的导通时间为ton，则导通终了时，i1的幅值I1P为:I2P为VT截至开始流过N2的电流幅值：VT截至期间流过N2的电流为:VT截至期间，磁能完全释放所需时间：变压器磁通连续状态主要工作波形如左图所示当VT截止时间较小时，toff<trel，在截止时间结束时刻电流i2将大于零即I2min>0，在这种状态下，下一个周期开始VT重新导通时原边绕组的电流i1也不是从零开始，而是从I1min（I1min=I2min/n）起按Ui/L1的斜率线性上升3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器电路经历了电感储能和电感能量释放两个阶段3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器变压器初级绕组伏秒平衡变压器磁通临界连续状态主要工作波形如左图(b)所示当VT的截止时间toff和绕组N2电流i2衰减到零所需要的时间相等时，即toff=trel，那么在VT截止时间终了时，绕组N2中的电流i2正好下降到零。在下一个周期VT重新导通时，N1中的电流i1从零开始，按(Ui/L1)t的规律线性上升3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器电路经历了电感储能和电感能量释放两个阶段3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

－单端反激式变换器变压器初级绕组伏秒平衡变压器磁通不连续状态主要工作波形如左图(c)所示当VT截止时间toff比绕组N2中电流i2衰减到零所需的时间更长，即toff>trel时，副边电流i2及变压器磁通在VT截止时间toff以前便已经衰减到零。在下一个周期VT重新导通时，电流i1从零开始按(Ui/L1)t的规律线性上升3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

——单端反激式变换器

电路经历了电感储能、电感能量释放和电容供电三个阶段3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

－单端反激式变换器3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

－单端反激式变换器由于VT导通期间储存在变压器T中的能量为:每单位时间内电源供给的能量，即输入功率Pi为:输出功率Po为假定电路中没有损耗，全部功率都被负载吸收，则输出功率Po与输入功率Pi相等，可得输出电压Uo与负载电阻RL有关，RL愈大则输出电压愈高反之RL愈小，则输出电压愈低，这是反激变换器的一个特点。分析输出电压表达可得输出电压Uo与负载电阻RL的二次方根成正比。在进行开环实验时，不应让负载开路（负载开路相当于负载电阻无穷大，Uo会出现过电压）必须接入一定的负载或者在电路中接入“死负载”输出电压Uo随输入电压Ui的增大而增大输出电压Uo随导通时间的增大而增大输出电压Uo随N1绕组的电感量L1的减小而增大

3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

－单端反激式变换器VT截止时，VD导通，副边绕组N2上的电压幅值近似为输出电压Uo(忽略VD的正向压降及引线压降)，这样，绕组N1上感应的电势UN1应为：

则VT截止期间漏－源极间承受的电压为：由于UDS与输出电压Uo有关，Uo还随负载电阻的增大而升高。因此，负载开路时，容易造成管子损坏

3.4.2隔离型Buck－Boost变换器

－单端反激式变换器上次课主要内容回顾上次课主要内容回顾上次课主要内容回顾3.4.3隔离型Cuk变换器首先将C1分成两个相串联的电容C1C2，得到下图(b)下图所示Cuk变换器，只能提供一个反极性、不隔离的单一输出电压，在要求有不同的输出电压和不同极性的多组输出时，特别要求输入、输出之间电气隔离时，就需要加入隔离变压器3.4.3隔离型Cuk变换器根据分析uAO=uAB+uBO，假设C1＝C2，则A点的电压波形如下图(c)所示uAOot-U13.4.3隔离型Cuk变换器断开A点，并在A点插入变压器，即将Cuk直流变换器演变成隔离型Cuk变换器为了实现输入、输出电流零纹波3.4.3隔离型Cuk变换器隔离型Cuk变换器的工作原理是与Cuk型变换器相同的，其输出电压与输入电压的关系是在式(3-39)基础上加入变压器的变比N1/N2隔离型Cuk变换器的显著特点是：由于电容C1、C2隔直流的作用，变压器的原、副边绕组均无直流流过且是连续的，具有较小的纹波分量3.4.3隔离型Cuk变换器隔离型Cuk变换器的磁芯是双方向磁化的，没有直流磁化导致饱和的可能性，不需要加气隙，体积可以做得较小与其它只有一个开关管的单端电路相比，在相同容量和开关频率情况下，隔离型Cuk变换器的变压器体积小一半，而且绕组面积减小，铜耗也减小

3.4.4推挽式变换器对左图所示的正激变换器若将续流二极管VD1去掉，滤波电感将经过变压器副边绕组和整流二极管VD续流，电路仍然可以工作单端正激变换器3.4.4推挽式变换器双正激变换器电路拓扑开关管关断时磁复位电路因两个绕组互为复位绕组，故两电路需互补工作，即VT1、VT2两个开关管占空比相同，相位互差180o，这样就构成了双正激变换器。3.4.4推挽式变换器改用具有中心抽头的变压器推挽式变换器3.4.4推挽式变换器2Ui000000003.4.4推挽式变换器3.4.4推挽式变换器（a）能量传输阶段

3.4.4推挽式变换器（b）剩磁能量复位阶段

3.4.4推挽式变换器（c）续流阶段3.4.4推挽式变换器（d）能量传输阶段3.4.4推挽式变换器（e）剩磁能量复位阶段

3.4.4推挽式变换器（f）续流阶段3.4.4推挽式变换器假设，NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS，忽略损耗，且不考虑剩磁复位时间，则输出电压可表示为：

式中：NP、NS分别为变压器原、副边绕组匝数，D为开关管的占空比，Ui为原边绕组输入电压峰值，US为副边绕组输出电压峰值

3.4.5全桥变换器在推挽变换器中，要求功率管的电压额定值必须至少是两倍的直流输入电压。若直流变换器是从交流电网供电，国内常为50Hz、220V电网，这时从电网直接整流，输出的峰值电压为1.4×220＝308V，这时开关管上的电压为2×308=616V(忽略硅桥式整流器约2V的压降)，再考虑2～3倍的安全裕量，功率管的额定电压分别为(2～3)×616＝1232～1848V。目前，具有合适的开关速度、电流以及电压额定值均满足的管子不多，且价格昂贵。从交流电网直接供电的情况，很少采用推挽电路，在这种情况下，通常采用双管正激、全桥或半桥变换器3.4.5全桥变换器

功能等效减少了器件的耐压省去了复位绕组因而具有可靠性高、造价低的优点双管正激变换器流入变压器的电流只有一个方向3.4.5全桥变换器

双正激变换器电路拓扑3.4.5全桥变换器

双管正激变换器图3-25直流磁化，变压器利用率低3.4.5全桥变换器图3-25开关管VTl、VT4的驱动信号相位相同，开关管VT2、VT3的驱动信号相位相同，且两组驱动信号相位相差180o消除直流磁化，提高变压器利用率全桥变换器3.4.5全桥变换器

（a）能量传输阶段

3.4.5全桥变换器（b）续流阶段

图3-26全桥变换器电路主要工作波形

理想变压器3.4.5全桥变换器3.4.5全桥变换器由单管正激变换器构成的推挽电路由双管正激变换器构成的全桥电路相比于推挽变换器，全桥变换变换器所用器件较多，但其电压耐压仅为推挽电路的一半。3.4.5全桥变换器由于大多数晶体管能承受Ui电压，而不能承受2Ui电压，所以，采用桥式变换器代替推挽式变换器，虽然付出的代价是成本高，但提高了可靠性桥式变换器与推挽式变换器两种电路型式相比工作在同样电源电压下，推挽变换器所需的管子电压为桥式变换器所需管子电压的两倍在管子容量相同的情况下，全桥变换器输出的功率是推挽变换器的两倍

3.4.6半桥变换器

半桥变换器3.4.6半桥变换器半桥变换器假设电容足够大，且均分输入电压Ui/2000Ui/2Ui-Ui/20003.4.6半桥变换器（a）能量传输阶段

3.4.6半桥变换器（b）续流阶段3.4.6半桥变换器在稳态条件下，在晶体管导通期间通过L的电流增加，关断期间L的电流减小，其平均值等于输出电流Io

。忽略损耗，输出电压Uo如下式：

通过使用合适的控制线路调整占空比，在电源电压Ui和负载Io变化时可以保持输出电压Uo不变3.4.6半桥变换器分压电容器的选择——电容电压的变化量并联关系，总电容为两电容之和假设C1=C2=CF3.4.6半桥变换器分压电容器的选择——电容电压的变化量3.4.6半桥变换器分压电容器的选择——电容电压的变化量电压变化百分比输出电压纹波百分比在已知电压纹波要求时电容值可选取为：3.4.6半桥变换器实际电路中，可以将滤波电容与桥路分压电容分别设置滤波电容常取几百微法的电解电容直接并在Ui两端桥路分压电容C1、C2常取几微法的交流电容器或聚丙烯电容，作为高频通路及分压电容

3.4.6半桥变换器偏磁现象及其防治假定这两个晶体管开关具有不同的开关特性，即在相同的基极脉冲宽度t=t1作用下开关管VT1较慢关断，而开关管VT2较快关断时，则对VT1连接点处的电压将有影响出现了不平衡的伏秒值，引起变压器直流磁化，出现偏磁现象3.4.6半桥变换器偏磁现象及其防治直流磁化出现的同时使得B点电位发生偏移，在上图情况将使得C2两端电压升高，C1两端电压下降。电容的自平衡3.4.6半桥变换器偏磁现象及其防治偏磁防治：1）使开关管工作在临界饱和状态，使得关断时间尽量趋于一致2）串入隔直电容滤掉与不平衡的伏·秒值成正比的直流电流3.4.6半桥变换器串联耦合电容的选择图3-31可知，耦