移动通信的关键技术-电波传播分、集均衡与天线

一.移动通信的特点根据移动通信的定义及其无线电波传播特性可知，陆地移动通信有以下特点:1)电波传播条件恶劣由于移动体来往于地面的建筑群和各种障碍物之中,根据电波传播的特性会发生直射、折射、绕射等各种情况，从而使电波传播的路径不同。使接收端收到的信号是这些信号的合成波。移动体(汽车)在不同位置,不同的方向接收到的合成波信号强度会有起伏,而且相差很大,可达30dB以上。图2所示的这种现象称为衰落,它严重地影响着通话质量。电波传播引起信号变坏的例子很多,如接收差转电视时，在接收天线的不同位置,图像质量会发生很大差别,有的位置图像清晰,有的位置雪花点严重,有的位置图像模糊不清,有的位置出现许多重影等等。这就是由于电波通过传播，到室内天线时,已经过了电波直射、折射，到家庭中时,又经过房屋四壁反射,这些不同强度相位波的叠加就形成了上面的多种现象。这种现象我们称之为多径衰落。多径衰落直接影响了电视图像质量,如图3所示。在移动通信中,接收信号的强弱值称为场强。为了表征电波传播的特性,特用统计分析的方法,采用统计的数字特征来描述。(1)场强中值。具有50％的概率场强值称为场强中值,这是一个统计平均值,如图7.4所示。在图中,场强变化曲线高于规定电平值的持续时间,占统计时间一半时,则所规定的那个电平值即为场强中值。图中的T为统计时间,规定电平值为E0。在周期T内,高于E0的值的时间段有t1,t2,t3。如果统计时间T足够长,则在T时间内超过E0的概率为P(％)=用一般式表示为在上式统计时间T内,当超过E0值的百分比为50％时,即称E0为场强中值。依次类推,当概率超过50％时,称80％或90％概率场强值。在实际的应用中,场强中值恰好等于接收机的最低门限值,即通信的可通率为50％,这就是说只有50％能维持正常通信。因此,在实际应用中要使场强中值远大于接收机门限,才能在绝大多数时间保证通信正常进行。(2)衰落深度。衰落深度定义为接收的电平值与场强中值电平之差,即以场强中值电平为参考电平,表明信号起伏偏离其中值电平的幅度。这是电波衰落程度的一种量度(即数字特征),用电平表示为衰落深度/dB=20lg式中,Ei为接收电平值;E0为场强中值。(3)衰落速率。衰落速率描述接收信号场强变化快慢,即衰落的频繁程度。衰落速率与工作频率、移动体行进速度及行进方向有关。工作频率越高衰落越快；速度越快衰落越快,其平均衰落率表示为N==1.85×103·v·f(Hz)(7.1.4)式中,N为衰落率;v为移动体速度单位为km/h;λ为波长,应与v同单位(km)；F为频率,一般以MHz为单位。(4)衰落持续时间。衰落时间是指场强低于某一给定电平值的持续时间。在移动通信中,常会出现移动台收不到电台信号或者中断了信号的情况。这种情况是由于接收到的信号电平值低于接收机门限电平所致。2)在强干扰条件下工作移动通信,特别是陆地移动通信的电波在地面受到许多干扰和噪声。噪声主要是人为噪声,如汽车点火、电火花、发动机噪声等。主要的干扰是内部的干扰,有互调干扰、同频干扰、多路干扰、邻道干扰等。另外，还有雷达以及其他种类的移动信号干扰等。3)具有多卜勒频移效应当移动体运动达到一定的速度,设备接收的载波频率将会随运动速度变化而产生频移,这种现象称为多卜勒频移。用公式表示为θ为电波到达时的入射角。4)移动用户经常移动由于移动体经常移动,它与固定点无固定联系,加之开、关的随意性以及电池更换等原因,带来了呼叫、接续等的复杂情况。所以在移动通信网的信号设计时要考虑的因素很多,因此技术复杂,也因此带来了设备价格昂贵影响普及程度等缺点。二、移动通信中的电波传播

一电波传播图1移动通信系统中的电波传播1.电波传播方式图2移动通信电波传播方式示意图1)直射波电波传播过程中没有遇到任何的障碍物,直接到达接收端的电波,称为直射波。直射波更多出现于理想的电波传播环境中。2)反射波电波在传播过程中遇到比自身的波长大得多的物体时,会在物体表面发生反射,形成反射波。反射常发生于地表、建筑物的墙壁表面等。3)绕射波电波在传播过程中被尖利的边缘阻挡时,会由阻挡表面产生二次波,二次波能够散布于空间,甚至到达阻挡体的背面,那些到达阻挡体背面的电波就称为绕射波。由于地球表面的弯曲性和地表物体的密集性,使得绕射波在电波传播过程中起到了重要作用。4)散射波电波在传播过程中遇到障碍物表面粗糙或者体积小但数目多时,会在其表面发生散射,形成散射波。散射波可能散布于许多方向,因而电波的能量也被分散于多个方向。2.电波传播现象图3移动通信电波传播路径损耗和多径衰落移动通信电波传播最具特色的现象是多径衰落,或称多径效应。无线电波在传输过程中会受到地形、地物的影响而产生反射、绕射、散射等,从而使电波沿着各种不同的路径传播,这称为多径传播。由于多径传播使得部分电波不能到达接收端,而接收端接收到的信号也是在幅度、相位、频率和到达时间上都不尽相同的多条路径上信号的合成信号,因而会产生信号的频率选择性衰落和时延扩展等现象,这些被称为多径衰落或多径效应。所谓频率选择性衰落是指信号中各分量的衰落状况与频率有关,即传输信道对信号中不同频率成分有不同的、随机的响应。由于信号中不同频率分量衰落不一致,因此衰落信号波形将产生失真。所谓时延扩展是指由于电波传播存在多条不同的路径,路径长度不同,且传输路径随移动台的运动而不断变化,因而可能导致发射端一个较窄的脉冲信号s0(t)=a0δ(t)在到达接收端时变成了由许多不同时延脉冲构成的一组信号 。时延扩展可直观地理解为在一串接受脉冲中,最大传输时延和最小传输时延的差值,即最后一个可分辨的延时信号与第一个延时信号到达时间的差值,记为Δ。实际上,Δ就是脉冲展宽的时间。时延扩展示意图如图4所示。图4时延扩展示意图移动台接收信号的强度随移动台的运动产生随机变化(即衰落),这种变化的周期从几分之一秒至几小时不等。因此移动通信电波传播中的衰落又常分为慢衰落和快衰落两种。

慢衰落(也称长期衰落)指的是接收信号强度随机变化缓慢,具有十几分钟或几小时的长衰落周期。慢衰落主要是由电波传播中的阴影效应以及能量扩散所引起的,具有对数正态分布的统计特性。

快衰落(也称短期衰落或多径衰落)指的是接收信号强度随机变化较快,具有几秒钟或几分钟的短衰落周期。快衰落主要是由电波传播中的多径效应所引起的,具有莱斯分布或瑞利分布的统计特性。当发射机和接收机之间有视距路径时一般服从莱斯分布,无视距路径时一般服从瑞利分布。路径损耗是上述现象的一个综合结果,指的是信号从发射天线经无线路径传播到接收天线时的功率损耗,可以用发射天线的绝对功率电平与接收天线的绝对功率电平之差值来表示。路径损耗的一个主要原因是电波会随着距离而扩散,从而使接收机的接收功率随着传输距离的增加而减小;路径损耗的另一个原因是地表以及地表上的各种障碍物的影响。因而,影响路径损耗的几点要素是:传输距离、天线高度和频率间隙等。例如,发射机的功率电平是10dB,若路径损耗为50dB,则接收机的接收功率电平是-40dB。

3.电波传播的分类当电波频率、移动体和电波传播环境不同时,电波传播特性也不相同。在对电波传播特性进行研究时,可以根据电波的频率分为甚低频(VLF)、低频(LF)、中频(MF)、高频(HF)、甚高频(VHF)、特高频(UHF)和更高频(超高频、极高频等)几种情况。其中甚高频和特高频是目前移动通信电波传播研究工作应侧重的频段。电波传播也可以根据移动通信系统的类型,分为陆地移动通信的电波传播、海上移动通信的电波传播、空中移动通信的电波传播和卫星移动通信的电波传播等。而陆地移动通信的电波传播又可分为自由空间电波传播、建筑物内电波传播、隧道内电波传播、小区(微小区、微微小区)电波传播等。图5不同途径的电波传播示意图(a)沿地球表面传播的地波;(b)沿空间直射或经地表反射传播的空间波;(c)沿空间经电离层反射或折射传播的空间波1)地形的分类与定义各种各样的地形可归结为两大类:准平坦地形和不规则地形。所谓准平坦地形是指在电波传播路径上,地面起伏平缓,起伏高度不超过20m,峰点与谷点之间的水平距离大于起伏高度的地形。当然,平坦地形也包括在这一类中。所谓不规则地形是指除准平坦地形之外的所有地形,如丘陵、孤立山岳、倾斜地带和水陆混合地形等。2)地物的分类与定义(1)开阔地。呈开阔状地面,在电波传播的路径上无高大树木或建筑物,或在400m内没有任何阻挡物的场地,如荒野、广场、沙漠和戈壁滩等。在这种情况下,到达接收端的大都是直射波,相当于电波在自由空间中传播的情况。(2)郊区。在电波传播的路径上有些高度较低且分布稀疏的障碍物,如果木林,郊区公路网和树木、房屋稀少的田园地带等。(3)市区。有密集的建筑物和较多的高层楼房区域,如城市市区和茂盛林区等。4.典型电波传播的分析1)自由空间电波传播自由空间是指相对介电常数和导磁率为1的均匀介质所存在的空间,该空间具有各向同性、电导率为零的特点,它是一种理想的传播环境。电波在自由空间传播时与在真空中传播一样,只有直线传播的扩散损耗。对于移动通信系统而言,其自由空间路径损耗Lbs仅与传输距离d和电波频率f有关,而与收、发天线增益无关。可用下式来表示:Lbs=32.44+20lgd+20lgf

式中,传输距离d的单位为km,电波频率f的单位为MHz，Lbs单位为dB。从上式可看出,传播距离d越远,自由空间路径损耗Lbs越大,当传播距离d加大一倍时,自由空间路径损耗Lbs就增加6dB;电波频率f越高,自由空间路径损耗Lbs就越大,当电波频率f提高一倍时,自由空间传播损耗Lbs就增加6dB。在无线电传播中,自由空间传播是最简单的形式。当讨论其他传播方式时,常用自由空间传播作为参考。2)由建筑物外部向内部的穿透传播发射机在建筑物外部时,电磁波可能会在穿透建筑物后继续传播,称为穿透传播。穿透传播会造成穿透损耗。穿透损耗可定义为建筑物室外场强与室内场强之比(用dB表示)。影响穿透损耗的几点要素有建筑物结构(砖石、钢筋混凝土、土等)和建筑物厚度、电波频率、楼层高度、进入室内的深度等。简单来说,钢筋混凝土结构的穿透损耗大于砖石或土结构的穿透损耗;建筑物厚度大的穿透损耗比厚度小的低;电波频率越高,穿透能力越强,越容易通过门窗到达室内,越有利于在建筑物内部传播;楼层越高,穿透损耗越小;建筑物内的损耗随电波穿透深度(即进入室内的深度)而增大。5.电波传播的估算对移动环境中电波传播特性的研究,可以采用两种方法:理论分析方法和实测分析方法。理论分析方法通常用射线表示电磁波束的传播,在确定收发天线的高度、位置和周围环境的具体特征后,可根据直射、折射、反射、散射、透射等波动现象,用电磁波理论计算电波传播路径损耗及有关信道参数。实测分析方法是在典型的传输环境中进行现场测试,并用计算机对大量实测数据进行统计分析。这两种方法最终都要建立有普遍适用性的数学模型,以进行传播预测。在实际工作中,人们往往把二者结合起来,从而能够实现对电波传播特性更准确的估算。移动通信的电波传播估算1VHF、UHF频段的电波传播特性2电波传播特性的估算（工程计算）一、VHF、UHF频段的电波传播特性图1典型的移动信道电波传播路径1.1直射波在自由空间中,电波沿直线传播而不被吸收,也不发生反射、折射和散射等现象而直接到达接收点的传播方式称为直射波传播。直射波传播损耗可看成自由空间的电波传播损耗Lbs,Lbs的表示式为式中,d为距离(km),f为工作频率(MHz)。1.2视距传播的极限距离图2视距传播的极限距离已知地球半径为R=6370km,设发射天线和接收天线高度分别为hT和hR(单位为m),理论上可得视距传播的极限距离d0为由此可见,视距决定于收、发天线的高度。天线架设越高,视线距离越远。实际上，当考虑了空气的不均匀性对电波传播轨迹的影响后,在标准大气折射情况下，等效地球半径R=8500km,可得修正后的视距传播的极限距离d0为1.3绕射损耗图3菲涅尔余隙（a）负余隙;（b）正余隙根据菲涅尔绕射理论，可得到障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙之间的关系如图4所示。图中,横坐标为x/x1，x1称菲涅尔半径（第一菲涅尔半径），且有由图4可见，当横坐标x/x1>0.5时，则障碍物对直射波的传播基本上没有影响。当x=0时，TR直射线从障碍物顶点擦过时，绕射损耗约为6dB；当x<0时，TR直射线低于障碍物顶点，损耗急剧增加。图4绕射损耗与菲涅尔余隙之间的关系1.4反射波图5反射波和直射波反射波与直射波的行距差为由于直射波和反射波的起始相位是一致的，因此两路信号到达接收天线的时间差换算成相位差Δφ0为再加上地面反射时大都要发生一次反相，实际的两路电波相位差Δφ为1.5多径效应与瑞利型(衰落特性)设发射机发Acosωct后,接收机接收端收到的合成信号为式中:Ri(t)为第i条路径的接收信号；τi(t)为第i条路径的传输时间；φi(t)为第i条路径的相位滞后，φi(t)=-ωcτi(t)。经大量观察表明，Ri(t)和φi(t)随时间的变化与发射信号的载频周期相比，通常要缓慢得多，所以，Ri(t)和φi(t)可以认为是缓慢变化的随机过程，故上式可以写成设:则上式可写成式中:U(t)为合成波R(t)的包络；φ(t)为合成波R(t)的相位。由于Ri(t)和φi(t)随时间的变化与发射信号的载频周期相比，是缓慢变化的，因此xc（t）、xs（t）及包络U(t)、相位φ(t)也是缓慢变化的。通常，U(t)满足瑞利分布，相位φ(t)满足均匀分布，R(t)可视为一个窄带过程。假设噪声为高斯白噪声，σ为噪声方差，r为接收信号的损失幅度，则包络概率密度函数p(r)和相位概率密度函数p(θ)分别为：0≤r≤+∞0≤θ≤2π均值方差1.6莱斯（Riceam）衰落分布在移动通信中，如果存在一个起支配作用的直达波（未受衰落影响），这时，接收端接收信号的包络为莱斯（Riceam）分布。包络的概率密度函数p(r)为A≥0,r≥0r<0式中,A为直达波振幅，r为接收信号的瞬时幅度，σ为噪声方差，I0（·）为第一类0阶Bessel函数。设2电波传播特性的估算（工程计算）2.1EgliJohnJ.场强计算公式在实际中，由于移动通信的移动台在不停地运动。计算绕射损耗中的x、x1的数值处于变化中，因而使用公式计算不平坦地区场强时遇到较大的麻烦。EgliJohnJ.提出一种经验模型，并根据此模型提出经验修正公式，认为不平坦地区的场强等于平面大地反射公式算出的场强加上一个修正值，其修正值为式中,f为工作频率，以MHz为单位。这样，不平坦地区的场强公式为或者说，不平坦地带传播衰减如果hT、hR采用米(m)表示，d用公里(km)表示，f用MHz表示，则不平坦地区的传播衰耗LA为2.2奥村(Okumura)模型OM模型适用的范围：频率为150～1500MHz，基地站天线高度为30～200m，移动台天线高度为1～10m，传播距离为1～20km。1.市区传播衰耗中值(3-18)图6表明了基本衰耗中值Am(f,d)与工作频率、通信距离的关系。可以看出随着工作频率的升高或通信距离的增大，传播衰耗都会增加。图中，纵坐标以分贝计量，这是在基地站天线有效高度hb=200m，移动台天线高度hm=3m，以自由空间传播衰耗为基准(0dB)，求得的衰耗中值的修正值Am(f,d)。换言之，由曲线上查得的基本衰耗中值Am(f,d)加上自由空间的传播衰耗Lbs才是实际路径衰耗LT，即图6大城市准平滑地形基本衰耗中值Am(f,d)

例1当d=10km,hb=200m,hm=3m,f=900MHz时，由式（３-１）可求得自由空间的传播衰耗中值Lbs为查图3-6可求得Am(f,d)，即利用式(3-18)就可以计算出城市街道地区准平滑地形的传播衰耗中值为图7基地站天线高度增益因子Hb(hb,d)图8移动台天线高度增益因子Hm(hm,f)在考虑基站天线高度因子与移动台天线高度因子的情况下，式（3-18）所示市区准平滑地形的路径传播衰耗中值应为例2在前面计算城市地区准平滑地形的路径衰耗中值的例子中，当hb=200m,hm=3m,d=10km,f=900MHz时，计算得LT=141.5dB。;若将基地站天线高度改为hb=50m,移动台天线高度改为hm=2m,利用图3-7、图3-8可以对路径传播衰耗中值重新进行修正。查图7得查图8得修正后的路径衰耗中值LT为2.郊区和开阔区的传播衰耗中值图9郊区修正因子Kmr

图10开阔区、准开阔区修正因子（Qo，Qr）3.不规则地形上的传播衰耗中值(1)丘陵地的修正因子。丘陵地的地形参数可用“地形起伏”高度Δh表示。其定义是：自接收点向发射点延伸10km范围内，地形起伏的90%与10%处的高度差，如图11所示。图11丘陵地形的修正因子Kh

图12丘陵地形微小修正值Khf

(2)孤立山岳地形的修正因子。当电波传播路径上有近似刃形的单独山岳时，若求山背后的场强时，则应考虑绕射衰耗、阴影效应、屏蔽吸收等附加衰耗。这时可用孤立山岳修正因子Kjs加以修正，其曲线如图3-13所示。它表示在使用450MHz，900MHz频段，山岳高度H=110~350m时，基本衰耗中值与实测的衰耗中值的差值，并归一化为H=200m时的值，即孤立山岳修正因子Kjs。显然，Kjs亦为增益因子。当山岳高度不等于200m时，查得的Kjs值还需乘以一个系数图13孤立山岳地形的修正因子Kjs

(3)斜坡地形的修正因子。图14斜坡地形修正因子Ksp(4)水陆混合地形的修正因子。图15水陆混合地形的修正因子Ks

4.任意地形的信号中值预测(1)计算自由空间的传播衰耗。自由空间的传播衰耗Lbs为(2)市区准平滑地形的信号中值。如果发射机送至天线的发射功率为PT，则市区准平滑地形接收功率中值PP为(3)任意地形地物情况下的信号中值。任意地形地物情况下的传播信号中值LA为式中：LT为准平滑地形市区的传播衰耗中值；KT为地形地物修正因子。KT由如下项目构成：根据实际的地形地物情况，KT因子可能只有其中的某几项或为零。例如，传播路径是开阔区、斜坡地形，则其余各项为零。其他情况可以类推。任意地形地物情况下接收信号的功率中值PPC是以市区准平滑地形的接收功率中值PP为基础，加上地形地物修正因子KT，即

例3某一移动电话系统，工作频率为450MHz，基站天线高度为70m，移动台天线高度为1.5m，在市区工作，传播路径为准平滑地形，通信距离为20km，求传播路径的衰耗中值。解

(1)自由空间的传播衰耗Lbs。(2)市区准平滑地形的衰耗中值。由图6查得由图7查得由图8查得所以，准平滑地形市区衰耗中值为(3)任意地形地物情况下的衰耗中值。根据已知条件可知：因为KT=0;所以LA=LT-KT=LT=155dB例4若上题改为在郊区工作，传播路径是正斜坡，且θm=15mrad，其他条件不变，再求传播路径的衰耗中值。解根据已知条件，由图9查得由图14查得所以地形地物修正因子KT为因此传播路径衰耗中值LA为5.其他因素的影响(1)街道走向的影响。图16市区街道走向修正值(2)建筑物的穿透衰耗Lp。各个频段的电波穿透建筑物的能力是不同的。一般来说，波长越短，穿透能力越强。同时，各个建筑物对电波的吸收也是不同的。不同的材料、结构和楼房层数，其吸收衰耗的数据都不一样。例如，砖石的吸收较小，钢筋混凝土的大些，钢结构的最大。一般介绍的经验传播模型都是以在街心或空阔地面为假设条件，故如果移动台要在室内使用，在计算传播衰耗和场强时，需要把建筑物的穿透衰耗也计算进去，才能保持良好的可通率。即有表1建筑物的穿透衰耗(地面层)频率/MHz150250450800平均穿透衰耗/dB22221817一般情况下，Lp不是一个固定的数值，而是一个0~30dB的范围，需根据具体情况而定,参见表1。此外，穿透衰耗还随不同的楼层高度而变化，衰耗中值随楼层的增高而近似线性下降，大致为-2dB/层，如图17所示。此外，在建筑物内从建筑物的入口沿着走廊向建筑物中央每进入1米，穿透衰耗将增加1~2dB。图17信号衰耗与楼层高度(3)植被衰耗Lz图18森林地带的附加衰耗(4)隧道中的传播衰减Lsd。图19电波在隧道中的传播衰耗2.3Okumura-Hata方法为了在系统设计时,使Okumura预测方法能采用计算机进行预测，Hata对Okumura提出的基本中值场强曲线进行了公式化处理，所得基本传输损耗的计算公式如下：式中：d为收发天线之间的距离，km；hb为基站天线有效高度，m；α（hm）为移动台天线高度校正因子，hm为移动台天线高度（m）。α（hm）由下式计算：中、小城市大城市大城市这套公式的适用范围为：150MHz≤f≤1500MHz，30m≤hb≤200m，1m≤hm≤10m，1km≤d≤20km，准平坦地形。2.4微蜂窝系统的覆盖区预测模式图20环境参数的定义(a)环境参数；(b)街道方向市区环境的特性用下列参数表示（这些参数的定义见图20(a)和(b)）：建筑物高度：hRoof；街道宽度：w；建筑物间隔：b；相对于街道平面的直射波方向：φ。以上参数适用于市区地形为平滑地形。微蜂窝覆盖区预测计算模式分为两部分：（1）视线传播。基本传播损耗采用下式计算：式中，d为基站至移动台之间的距离，限于d≥20m。（2）非视线传播。即在街道峡谷内有高建筑物阻挡视线，基本传输损耗Lb由以下三项组成：式中，①L0——自由空间传播损耗：②Lrts——屋顶至街道的绕射及散射损耗：用于hRoof＞hm

用于Lrts<0决定Lrts的各项参数如下：0°≤φ＜35°35°≤φ＜55°55°≤φ＜90°Δhm=hRoof-hmΔhb=hb-hRoofω为街道宽度（m）；f为计算频率（MHz）；Δhm的单位用m；φ的单位用度。③Lmsd——多重屏障的绕射损耗：用于Lmsd＜0决定Lmsd的各项参数如下：

hb＞hRoofhb≤hRoof

hb>hRoofd≥0.5km及hb≤hRoof

d＜0.5km及hb≤hRoof

用于中等城市及具有中等密度的树的郊区中心用于大城市中心式中：Δhb、hRoof的单位用m，f的单位用MHz，d的单位用km。COST-231-Walfish-Ikegami计算模式应用于hb<<hRoof时，计算结果误差较大。在同一条件下，f=1800MHz的传输损耗可用900MHz的损耗值求得，即L1800=L900+10dB以上微蜂窝覆盖区预测计算的适用条件为f：800~2000MHz；hBase：4~50m；hMobile：1~3m；d：0.02~5km。多址技术频分多址、时分多址、码分多址、空分多址、时分/频分多址、码分/频分多址等。1、频分多址（FDMA）：将通信系统的总频段划分为若干个等间隔的频道分配给不同的用户使用，这些频道互不交叠。频分多址以频率来区分信道，因此，频道就是信道。早期的模拟蜂窝移动通信采用这种多址方式。2、时分多址（TDMA）：将时间分割成周期性的帧，每一帧再分割成若干个时隙（帧或时隙都互不交叠）,然后根据一定的时隙分配原则，使各个移动台在每帧内按指定的时隙向基站发送信号，在满足定时和同步的条件下，基站可以分别在各时隙中接收各移动台的信号而互不混扰。时分多址以时隙（时间间隔）来区分信道，因此，时隙就是信道。这种方式只能传送数字信息。3、码分多址（CDMA）：基于码型来分割信道，不同用户传输信息所用的信号用各不相同的编码序列来区分。此时，码型就是信道。实现条件：（1）要有数量足够多、相关性能足够好的地址码；（2）必须用地址码对发射信号进行扩频调制；（3）在接收端，必须具有与发送端完全一致的本地地址码。实际应用中常采用码分多址与直扩技术结合，实现直扩CDMA移动通信。多址技术抗衰落技术分集技术交织编码技术RAKE接收技术自适应均衡技术三、编码技术

信源编码及信道编码技术是移动通信中的两个重要的技术领域。语音编码技术属于信源编码，可提高系统的频谱利用率和信道容量；信道编码技术可提高系统的抗干扰能力，从而保证良好的通话质量。语音编码是为了把模拟语音转变为数字信号以便在信道中传输，语音编码技术在移动通信系统中与调制技术直接决定了系统的频谱利用率。在移动通信中，节省频谱是至关重要的，移动通信中对语音编码技术的研究目的是在保证一定的语音质量的前提下，尽可能地降低语音编码的比特率。

信源编码的目的是为了提高系统的有效性。

移动通信对数字语音编码的要求如下:·速率较低,纯编码速率应低于16kb/s;·在一定编码速率下的音质应尽可能高;·编码时延要短,要控制在几十毫秒之内;·编码算法应具有较好的抗误码性能,计算量小,性能稳定;·编码器应便于大规模集成。

语音编码技术通常分为三类：波形编码、参量编码和混合编码。

1．波形编码

波形编码是将随时间变化的信号直接变换为数字代码，尽量使重建的语音波形保持原语音信号的波形形状。其基本原理是对模拟语音波形信号进行抽样、量化、编码而形成的数字语音信号。解码是与其相反的过程，将收到的数字序列经过解码和滤波恢复成模拟信号。

为了保证数字语音信号解码后的高保真度，波形编码需要较高的编码速率，一般为16～64kb/s。通信原理中讲过的脉冲编码调制(PCM)、增量调制(ΔM)以及它们的各种改进形式—自适应增量调制(ADM)、自适应差分编码调制(ADPCM)等都属于波形编码技术。

波形编码有比较好的语音质量和成熟的实现方法，但其所用的编码速率比较高，占用的带宽比较宽，因此波形编码多用于有线通信中。

2．参量编码

参量编码是基于人类语言的发声机理，找出表征语音的特征参量，对特征参量进行编码的一种方法，因此也称之为声码器编码。参量编码由于只传送语音的特征参量，因此可实现低速率的语音编码，其编码速率一般为1.2～4.8kb/s。线性预测编码(LPC)及其变形均属于参量编码。参量编码的语音可懂度较好，但有明显的失真，不能满足商用语音通信的要求。

3．混合编码

混合编码是基于参量编码和波形编码发展的一类新的编码技术，它将波形编码和参量编码结合起来，力图保持波形编码语音的高质量与参量编码的低速率。在混合编码信号中，既包括若干语音特征参量，也包括部分波形编码信息。其比特率一般为4～16kb/s，语音质量可达到商用语音通信的要求。因此，混合编码技术在数字移动通信中得到了广泛的应用。使用较多的编码方案是规则脉冲激励长期预测编/解码器(RPE-LTP)和码激励线性预测编码器(CELP)。常用数字移动通信系统语音编码类型

信道编码技术信道编码能够检查和纠正接收信息流中的差错。信道编码定理指出:在编码速率小于信道容量的条件下,通过编码可以使译码错误概率任意小,从而达到可靠通信。该定理证明:确实存在一种编码方式,其误码率随着码长n的增长趋于任意小。这说明信道编码属于冗余编码,而且冗余度与误码率存在一定的反比关系。需要指出的是冗余度越高,误码率就越小,系统的可靠性就越高;但同时,编码位数就越多,需要的传输速率就越高,占用的信道带宽就越宽。因此,必须研究编码技术,在保证系统可靠性的前提下,尽量降低传输速率,减小信道带宽。

信道编码的基本思想是按一定规则给数字序列m(称为信息码元)增加一些多余的码元(称为监督码元),使不具有规律性的信息序列m变换为具有某种规律性的数码序列C;数码序列中C的信息序列码元m与多余码元之间是相关的。接收端的译码器利用这种预知的编码规则进行译码,检验接收到的数字序列R是否符合既定的规则,从而发现R中是否有错，甚至纠正其中的差错。根据相关性来发现和纠正传输过程中产生的差错就是信道编码的基本思想。

纠错编码是应用最广泛的编码,又可分为如下几类:(1)按照纠正差错的类型可分为纠正随机错误的编码和纠正突发错误的编码两种。随机错误是指码元间的错误互相独立,即每个码元的错误概率与它前后码元的错误与否无关;突发错误是指一个码元的错误往往影响其前后码元的错误概率,换句话说,一个码元产生错误,则后面几个码元都可能发生错误。在移动通信系统中,既要纠正随机错误,又要纠正突发错误(2)按照信息码元和监督码元之间的约束方式不同可分为分组码和卷积码两种。分组码是指编码的规则仅局限于本码组之内,本码组的监督码元仅和本码组的信息码元相关;卷积码是指本码组的监督码元不仅和本码组的信息码元相关,还与本码组相邻的前n-1个码组的信息码元相关。

(3)按照信息码元和附加的监督码元之间的检验关系可分为线性码和非线性码两种。线性码是指信息码元与监督码元之间的关系为线性关系,即监督码元是线性码元的线性组合,编码规则可用线性方程来表示;非线性码的信息码元与监督码元之间不存在线性关系

(4)按照码字的结构不同,可分为系统码和非系统码两种。系统码是指前k个码元与信息码组一致的编码;非系统码不具有系统码的特性。(5)按照码字中每个码元的取值可分为二进制码和多进制码。二进制码的码元有0和1两个取值,M进制码的码元有M个取值。二进制码是应用最广泛的编码制式。

根据发送端信道编码的特性,接收端在解码后采取的差错控制方式有:·前向纠错(FEC)。发送端的信道编码器将信息码组编成具有一定纠错能力的码。接收端信道译码器对接收码字进行译码,若传输中产生的差错数目在码的纠错能力之内时,译码器对差错进行定位并加以纠正。·自动请求重发(ARQ)。用于检测的纠错码在译码器输出端只给出当前码字传输是否可能出错的指示,当有错时按某种协议通过一个反向信道请求发送端重传已发送码字的全部或部分。·混合纠错(HEC)是FEC与ARQ方式的结合。发端发送同时具有自动纠错和检测能力的码组,收端收到码组后,检查差错情况,如果差错在码的纠错能力以内,则自动进行纠正。如果信道干扰很严重,错误很多,超过了码的纠错能力,但能检测出来,则经反馈信道请求发端重发这组数据。·信息反馈(IRQ)也称回程校验方式。收端把收到的数据,原封不动地通过反馈信道送回到发端,发端比较发的数据与反馈来的数据,从而发现错误,并且把错误的消息再次传送,直到发端没有发现错误为止。

四、调制与解调技术2/1/2023无线通信系统框图：信源电信号调制接收机解调发射机电信号信宿无线信道噪声和干扰消息模拟或数字信号调制：把要传输的信号变换成适合信道传输的信号的过程。调制信号：调制器的输入信号（调制前）。已调信号（调幅、调频和调相信号）：调制器的输出信号（调制后）。模拟调制数字调制按调制信号形式划分调幅(AM)：载波振幅调频(FM)：载波频率调相(PM)：载波相位随调制信号变化参数的调制方式移动通信信道的基本特征：带宽有限。干扰和噪声影响大。存在多径衰落。对调制的要求：已调信号所占的带宽要窄。经调制解调后的输出信噪比(S/N)较大或误码率较低。数字调制的性能指标

数字调制的性能指标通常通过功率有效性p和带宽有效性B来反映。1.功率有效性p是反映调制技术在低功率电平情况下保证系统误码性能的能力，可表述成每比特的信号能量与噪声功率谱密度之比：数字调制的性能指标

2.带宽有效性B是反映调制技术在一定的频带内数字有效性的能力，可表述成在给定带宽条件下每赫兹的数据通过率：式中，R为数据速率（bit/s），B为调制射频RF信号占用带宽。

第一代蜂窝移动通信系统采用模拟调频（FM）传输模拟语音，其信令系统采用2FSK数字调制。第二代数字蜂窝移动通信系统传送的语音都是经过语音编码和信道编码后的数字信号。GSM系统采用GMSK调制；IS-54系统和PDC系统采用/4DQPSK调制；IS-95CDMA系统的下行信道采用QPSK调制，其上行信道采用OQPSK调制。第三代蜂窝移动通信系统将采用MQAM、QPSK或8PSK调制。1.高斯最小频移键控(GMSK)

最小频移键控(MSK)调制是调制指数()为0.5的二元数字频率调制,其调频带宽较窄,且具有恒定的包络,因而可以在接收端采用相干检测法进行解调。但是对于数字移动通信系统,对信号带外辐射功率的限制十分严格,如带外衰减要求在70~80dB以上,再采用MSK就不能满足要求了。这时,可采用MSK的改进型——GMSK作为替代的调制方法。高斯最小频移键控(GMSK)以高斯低通滤波器的归一化3dB带宽BbTs为参变量(Ts为码元宽度,T=1/fb),以归一化频差(f-fc)·Ts为横坐标(fc为载波功率)的功率谱特性曲线如图所示。由图可知,BbTs越小,功率谱越集中，当BbTs=0.2时,GMSK的频谱与平滑调频(TFM)的频谱几乎相同;当BbTs=∞时,GMSK就蜕变为MSK。高斯最小频移键控(GMSK)

高斯最小频移键控(GMSK)

需要指出的是,GMSK信号的频谱特性的改善是通过降低误码率性能换来的。前置滤波器的带宽越窄,输出功率谱就越紧凑,但误码率性能就变得越差。GMSK信号的解调可采用正交相干解调,也可采用鉴相器或差分检测器。GMSK在移动通信中有着广泛的应用,如GSM系统就采用这种方法。GSM的信道传输速率1/Ts=1625/6kb/s,BbTs=0.3。研究证明,当BbTs=0.3时,GMSK的功率谱完全满足GSM标准的要求。

2.四相相移键控(QPSK)

QPSK调制器的原理框图如图所示。它可以看成由两个BPSK调制器构成,输入的串行二进制信息序列经串/并变换,分成两路速率减半的序列,电平发生器分别产生双极性电平信号I(t)和Q(t),然后分别对Acosωct和Asinωct进行调制,相加后即得QPSK信号。四相相移键控(QPSK)

QPSK调制器原理框图四相相移键控(QPSK)

信号波形图

3.交错正交四相相移键控(OQPSK)

OQPSK是在QPSK调制基础上演变而来的，是QPSK的改进型，它将输入数据经数据分路器分成奇偶两路，并使其在时间上相互错开一个码元间隔，然后再对两个正交的载波进行BPSK调制，叠加成为OQPSK信号。这样两个信道上的数据流，每次只有其中一个可能发生极性转换，因此最大相位跳变为π/2，这样就可以避免频谱加宽的现象。4.π/4-QPSK

π/4-QPSK也是QPSK的改进型,改进之一是将QPSK的最大相位跳变由±π降为±3/4π,从而减小了信号的包络起伏,改善了频谱特性。π/4-QPSK

具体来看,π/4-QPSK可以看成是在QPSK的基础上,每个码元周期内其相位旋转π/4而形成的。QPSK共有四个状态,由其中一个状态可以转换为其他三个状态中的任何一个,因而存在180°的相位变化(即相位迁移通过原点)。π/4-QPSK共有八个状态,分为两组,相位相差45°,在图中分别以白点和黑点表示。π/4-QPSK矢量转换,只能在这两组之间进行.π/4-QPSK

也就是说,如果现在的码元周期内,相位状态是白点中的一个,在下一个码元周期内相位状态只能是黑点中的某一个。可见π/4-QPSK中可能出现的最大相位变化是135°。因此,π/4-QPSK已调信号的包络起伏比原型QPSK要小,经非线性放大后的频谱特性也优于原型QPSK。

π/4-QPSKπ/4QPSK星座图和相位转移图

π/4-QPSK对QPSK的改进之二是解调方式。QPSK只能采用相干解调,而π/4-QPSK既可以采用相干解调,也可以采用非相干解调,如差分检测和鉴频器检测等。π/4-QPSK相位调制技术是近几年来移动通信中使用较多的一种调制方式,美国的IS-136数字蜂窝系统、日本的个人数字蜂窝系统(PDC)和美国的个人接入通信系统(PACS)都采用这种调制技术。

5.正交振幅调制(QAM)

正交振幅调制是二进制PSK和四进制QPSK调制的进一步推广,通过相位和振幅的联合控制,可以得到更高频谱效率的调制方式,从而可在限定的频带内传输更高速率的数据。正交振幅调制的一般表达式为Y(t)＝Amcosωt+Bmsinωt,0＜t＜Ts上式由两个相互正交的载波构成,每个载波被一组离散的振幅{Am}、{Bm}所调制,故称这种调制方式为正交振幅调制。式中,Ts为码元宽度,m＝1,2,…M;而M为Am和Bm的电平数。正交振幅调制(QAM)QAM调制和相干解调的原理框图正交振幅调制(QAM)

经分析可知,QAM具有更高的频谱效率,这是由于它具有更大的符号数。对于给定的系统,所需要的电平数为2n,这里n是每个电平的比特数。每个电平包含的比特(基本信息单位)越多,效率就越高。如16QAM在25kHz信道中可实现64kb/s的传输速率,其频谱利用率高达2.56b/s·Hz;而64QAM的频带利用率可达5b/s·Hz。但需要指出的是,QAM的高频带利用率是以牺牲其抗干扰性来获得的,电平数越大,信号星座点数越多,其抗干扰性能就越差。因为随着电平数的增加,电平间的间隔减小,噪声容限减小,同样噪声条件下误码也就增加。

五、均衡与分集接收技术

为了克服信道中的码间干扰，可在接收端抽样判决之前附加一个可调滤波器，来校正或补偿信号传输中产生的线性失真。这种对系统中的线性失真进行校正的过程就叫做均衡，而实现均衡的滤波器就是均衡滤波器。均衡技术就是用来克服信道中码

间干扰的一种技术。

分集技术就是研究如何利用多径信号来改善系统的性能。它利用多条具有近似相等的平均信号强度和相互独立衰落特性的信号路径来传输相同信息，并在接收端对这些信号进行适当的合并，以便大大降低多径衰落的影响，从而改善传输的性能。

下面分别介绍均衡技术和分集接收技术的工作原理。均衡技术

均衡分为频域均衡和时域均衡两类。

（1）频域均衡是指使包括均衡器在内的整个系统的总传输函数满足无失真传输的条件。

（2）时域均衡是指直接从时间响应的角度去考虑，使均衡器与实际传输系统总和的冲击响应接近无码间干扰的条件。

频域均衡比较直观且易于理解，常用于模拟通信系统中，而数字通信系统中常用的是时域均衡。因此，本节只介绍时域均衡的原理。

时域均衡的基本原理可通过图来说明。它利用波形补偿的方法对失真波形直接加以校正，这可以通过观察波形的方法直接进行调节。图2-6时域均衡的原理

图(a)所示为单个脉冲的发送波形，图(b)所示为经过信道和接收滤波器后输出的信号波形。由于信道特性的不理想和干扰造成了波形的失真，附加了一个“拖尾”。这个尾巴将在t0－2Tb、t0－Tb、t0+Tb、t0+2Tb各抽样点上对其他码元信号的抽样判决造成干扰。如果设法加上一个与拖尾波形大小相等、极性相反的补偿波形(如图(c)所示)，那么这个波形恰好就把原失真波形中多余的“尾巴”抵消掉。这样，校正后的波形就不再有“拖尾”了，如图(d)所示，这样就消除了该码元对其他码元信号的干扰，达到了均衡的目的。

接下来的问题就是如何得到补偿波形及如何实现时域均衡。时域均衡所需要的补偿波形可以由接收到的波形经过延迟加权后得到，所以均衡滤波器实际上由一抽头延迟线加上一些可变增益的放大器组成，如图(a)所示。图2-7均衡滤波器它共有2N节延迟线，每节的延迟时间都等于码元宽度Tb，在各节延迟线之间引出抽头共(2N+1)个。每个抽头的输出经可变增益(增益可正可负)放大器加权后输出。因此，当输入有失真的波形x(t)时，只要适当选择各个可变增益放大器的增益Ci (i=

－N，－N+1，…，0，…，N)，就可以使相加器输出的信号y(t)对其他码元波形造成的串扰最小。图(b)、(c)分别为存在码间干扰的信号x(t)和经过均衡后在判决时刻不存在码间干扰的信号y(t)的波形。

理论上，拖尾只有当t→∞时才会为0，故必须用无限长的均衡滤波器才能对失真波形进行完全校正，但事实上拖尾的幅度小于一定值时就完全可以忽略其影响了，即一般信道只需要考虑一个码元脉冲对其临近的有限几个码元产生串扰的情况就足够了，故在实际中只要采用有限个抽头的滤波器就可以了。

均衡器在实际使用过程中，通常都用示波器来观察均衡滤波器的输出信号的眼图，通过反复调整各个增益放大器的增益Ci，使眼图的眼睛达到最大且最清晰为止。2.分集接收技术

（1）分集接收的概念

所谓分集接收，是指接收端对它收到的多个衰落特性互相独立(携带同一个信息数据流)的信号进行特定的处理，以降低信号电平起伏的方法。其基本思想是：将接收到的多径信号分离成独立的多路信号，然后将这些多路分离信号的能量按一定规则合并起来，使接收的有用信号能量最大，数字信号误码率最小。

分集有两重含义：一是分散传输，使接收端能获得多个统计独立的、携带同一信息的衰落信号；二是集中处理，即接收机把收到的多个统计独立的衰落信号进行合并，以降低衰落的影响。(2)分集技术的分类

a.按分集的目的分类

宏观分集：抗慢衰落；

微观分集：抗快衰落；

b.按信号传输的方式分类

显分集：比较明显的分集信号的传输方式

隐分集：分集作用隐含在传输信号之中的方式(3)常用的显分集及其合并技术

显分集技术的种类有很多种，可以分为时间分集、频率分集、空间分集和极化分集等。下面分别加以介绍。

1)时间分集

对于一个随机衰落的信道来说，若对其振幅进行顺序取样，那么在时间上间隔足够远(大于相干时间)的2个样点是互不相关的。这就提供了实现分集的一种方法——时间分集，即发射机将给定的信号在相隔一定的时间上重复传输M次，只要时间间隔大于相干时间，接收机就可以得到M条独立的分集支路，接收机再将这一重复收到的多路同一信号进行合并，就能减小衰落的影响。

时间分集主要用于在衰落信道中传输数字信号，这有利于克服移动信道中因多普勒效应而引起的信号衰落现象。由于它的衰落速率与移动台的运动速度及工作波长有关，为了使重复传输的数字信号具有独立的特性，必须保证数字信号的重发时间间隔满足以下关系：ΔT≥式中：fm为衰落速率；v为移动台的运动速度；λ为工作波长。若移动台处于静止状态，即v=0，由式(2-1)可知，要求ΔT为无穷大，表明时间分集对静止状态的移动台无助于减小此种衰落。时间分集只需使用一部接收机和一副天线。

2)频率分集

由于频率间隔大于相关带宽的两个信号所遭受的衰落可以认为是不相关的，因此可以用两个以上不同的频率传输同一信息，以实现频率分集。

根据相关带宽的定义有Bc=1/(2πΔ)，其中Δ为延时扩展。例如，市区中，Δ=3μs，Bc约为53kHz，这样频率分集需要两部发射机(频率相隔

53kHz以上)同时发送同一信号，并用两部独立的接收机来接收信号。另外，在移动通信中，可采用信号载波频率跳变(调频)技术来达到频率分集的目的，只是要求频率跳变的间隔应大于信道的相关带宽。

3)空间分集

空间分集是利用场强随空间的随机变化实现的。在移动通信中，空间的任何变化都可能引发场强的变化。一般两副天线间的间距越大，多径传播的差异也越大，接收场强的相关性就越小，因此衰落也就很难同时发生。换句话说，利用两副天线的空间间隔可以使接收信号的衰落降低到最小。

空间分集

移动通信中空间分集的基本做法是在基站的接收端使用两副相隔一定距离的天线对上行信号进行接收，这两幅天线分别称为接收天线和分集接收天线。这两副接收天线的距离相隔为d，d与工作波长λ、地物及天线高度有关，在移动信道中，通常取：

市区d=0.5λ

郊区d=0.8λ

在满足上述条件时，两信号的衰落相关性已很弱；d越大，相关性就越弱。

在900MHz的频段工作时，两副天线的间隔也只需0.27m，在小汽车的顶部安装这样两副天线并不困难，因此空间分集不仅适用于基站(取d为几个波长)，也可用于移动台。

4)极化分集

移动环境下，两个在同一地点，极化方向相互正交的天线发出的信号具有不相关的特性。利用这一点，在发送端同一地点分别装上垂直极化天线和水平极化天线，就可得到两路衰落特性互不相关的信号。极化分集实际上是空间分集的特殊情况，其分集支路只有两路。这种方法的优点是结构比较紧凑，节省时间；缺点是由于发射功率要分配到两副天线上，因此信号功率要损失3dB。

目前，可以将这种分集天线集成于一副发射天线和一副接收天线。若采用双工器，则只需一副收/发合一的天线，但对天线要求较高。

5)分集合并方式

接收端收到M(M≥2)个分集信号后，如何利用这些信号以减小衰落的影响，这就是合并问题。一般均使用线性合并器，把输入的M个独立衰落信号相加后合并输出。

假设M个输入信号电压为r1(t)，r2(t)，…，rM(t)，则合并器输出电压r(t)为式中，ak为第k个信号的加权系数。

选择不同的加权系数ak，就可以构成不同的合并方式。常用的合并方式有如下3种。

(1)

选择式合并：它检测所有分集支路的信号，以选择其中信噪比最高的那一条支路的信号作为合并器的输出。图所示为二重分集选择式合并的示意图。两个支路的高频信号分别经过解调，然后进行信噪比比较，将其中有较高信噪比的支路接到接收机的共用部分。选择式合并又称开关式相加。这种方法简单，实现容易。但由于未被选择的支路信号弃之不用，因此抗衰落效果不好。图2-8二重分集选择式合并

(2)最大比值合并：它是一种最佳的合并方式，其方框图如图所示。每一支路信号包络为rk，每一支路的加权系数ak与包络rk成正比而与噪声功率Nk成反比，即由此可得，最大比值合并器输出的信号包络为式