运算放大器-1-课件

运算放大器南通大学

江苏省专用集成电路设计重点实验室概述－运算放大器的主要参数1输入特性参数输入失调电压VOS当运算放大器输出直流电压Vo＝0时，在运算放大器的输入端之间所加的直流补偿电压。VOS是标志运算放大器对称性的一个重要参数，它的大小对于MOS输入级在±1~几十mV左右。对于高精度、低漂移型运算放大器而言，VOS在0.5mV以下，甚至为uV数量级。概述－运算放大器的主要参数输入失调电流IOS当运算放大器的输出直流电压为零时，两个输入端所需的偏置电流的差值：IOS＝IB＋－IB－。一般IOS为IB的5~20%。输入偏置电流IB当运算放大器在补偿了失调电压，使其输出电压Vo=0时，运放两输入端所需电流的平均值。即IB为同相端输入电流与反相端输入电流的绝对值之和的一半。概述－运算放大器的主要参数输入失调电压温度系数dVOS/dT运算放大器在规定工作温度范围内，环境温度每改变一度所引起的输入失调电压的变化量。由于失调电压并不是温度的线性函数，所以一般用下式进行计算：

上式中（VOS）max、（VOS）min分别为在T1~T2范围内失调电压的最大值、最小值。概述－运算放大器的主要参数输入失调电流的温度系数dIOS/dT运算放大器在规定工作温度范围内环境温度每改变一度所引起的输入失调电流的变化量。差模输入阻抗Zid运算放大器在线性区工作时，两差模输入电压变化vid与其对应的差分电流变化iid之比，即Zid=vid/iid。在低频工作时，Zid可用电阻Rid来表示，而在高频工作时，则可用Rid与Cid并联表示。

概述－运算放大器的主要参数共模输入阻抗Zic运算放大器在共模输入时运放输入端对地呈现的阻抗。在低频工作时可用Ric表示，定义为：

一般情况下，对于MOS运算放大器而言，Ric与Rid近似相等(而对于双极型而言，Rid要比Ric小得多)。概述－运算放大器的主要参数最大共模输入电压Vic使运算放大器的共模抑制比比规定共模电压下的共模抑制比下降6dB时加在输入端的共模输入电压。最大差模输入电压Vid运算放大器两输入端所能承受的最大电压。概述－运算放大器的主要参数输入噪声电压viN（或电流iiN）除信号电压（电流）之外，电路器件所产生的任何交流的干扰电压（电流）的输出都称为电路噪声，该噪声折算到输入端称为输入噪声，在MOS运放中主要是1/f噪声与热噪声。运算放大器的输入噪声决定了运放所能合理处理的最小信号电平，必须考虑噪声与输出摆幅间的折衷。概述－运算放大器的主要参数电源抑制反映运放对电源噪声的抑制能力，一般全差分结构具有很好的电源抑制。它的计算一般定义为：概述－运算放大器的主要参数2转移特性参数开环直流（低频）电压增益Avd运算放大器工作在线性区时，输出电压变化与差分输入电压变化的比值：

一般用dB表示，即定义为：20logAvd。概述－运算放大器的主要参数共模抑制比CMRR运算放大器差模电压增益Avd与共模电压增益Avc之比：

CMRR是标称运算放大器的一个不对称参数，且有：

另外，CMRR也是频率的函数，频率上升则CMRR下降，一般情况下CMRR均指低频而言，高精度的CMRR可达100~120dB。概述－运算放大器的主要参数3输出特性：最大输出电流IOm运算放大器在最大输出峰－峰电压VoPP下所能提供的最大输出电流。输出短路电流IoS运算放大器在同相端输入规定的直流电压而使输出达到最大值时，输出端对地的短路电流。大小主要与输出级的保护电路有关。概述－运算放大器的主要参数开环输出阻抗Zo在开环状态下，运算放大器工作于线性区时，运放的输出电压与对应的电流变化之比。在低频时，可用电阻Ro来表示。开环差分增益Aiv运放的开环差分增益决定了应用运放作为反馈系统的精度。如前所述，根据应用其所需增益可能有四个数量级的变化。概述－运算放大器的主要参数输出压摆指运算放大器的输出电压的最大范围，大多数带有运放的系统需很大的压摆以适应宽范围的信号幅度。由于输出压摆与其它性能指标之间存在着相互权衡的关系，在现代运放设计中达到大摆幅是相当有挑战性的。线性与谐波失真开环运放具有相当大的非线性，在许多反馈电路中，决定开环增益的因素是线性的要求而非增益误差。概述－运算放大器的主要参数4频率特性输出电压转换速率Sr也称为压摆率，指运算放大器在闭环增益为1时，在额定条件下，当输入为大信号阶跃脉冲时，输出电压的最大变化率。反映了运放对于任意输入波形的大信号瞬态特性。一般运放的转换速率为0.5~2V/us，高速运放可达10~100V/us。建立时间ts当运放闭环增益为1时，在额定负载下输入阶跃大信号，输出电压达到规定精度的所需要的时间。概述－运算放大器的主要参数全功率带宽fp运算放大器闭环增益为1时，在额定负载下输入正弦信号后，在规定失真下，输出电压达到最大幅度Vop时的最高频率。－3dB带宽指运放的开环电压增益Avd的半功率点的频率，即运放的开环增益下降到低频电压增益的时所对应的频率。这是运放小信号工作时的频率特性。概述－运算放大器的主要参数单位增益带宽fu运放的开环增益下降到0dB（1倍）时所对应的频率，即为运放小信号工作时的频率特性。大信号带宽反映运算放大器的输入为大信号时的频率特性，运放的频率特性中，小信号频率特性和大信号频率特性之间不存在对应关系，有些要求小信号带宽，但大信号特性很差，需根据运放在系统中的作用和要求来定。

概述－分析运算放大器的一般步骤一般运算放大器有以下几个部分构成：输入级、增益级、输出级等构成，下图示了一般运放的主要构成及其各部分的主要作用。运算放大器又可分为单级运放、二级运放、多级运放等。概述－分析运算放大器的一般步骤分析运算放大器的一般步骤为：划分并分析所有的偏置电路（即偏置电压与偏置电流）；划分并分析所有的保护电路，并可先忽略它们的影响。计算所有的工作电流与电压。根据输入信号定义电路模块：放大器、缓冲器、电平移位电路以及输出驱动电路等。计算运算放大器的低频增益。分析其补偿电路。计算高频响应。采用SPICE进行仿真以得到其性能参数。

单级运放全差分单级运算放大器全差分单级运算放大器是指其输入与输出都采用了差分方式，这里主要介绍基本差分放大器、伸缩式级联放大器以及折叠式级联放大器。1基本的全差分单级运算放大器单级全差分运算放大器的基本 电路如右图所示。图中M1、M2、M3、M4及电流源IS构成了一个差分放大器，而M5及电流源IR则为差分放大器的负载管M3、M4提供偏置。

全差分单级运算放大器该运放的开环差分增益为：

式中gm1,3是指M1或M3的跨导，ro1,2、ro3,4分别为M1或M2的输出电阻、M3或M4的输出电阻。开环共模增益为：

式中η1,2＝gmb1,2/gm1,2。共模抑制比：伸缩式共源共栅运算放大器

伸缩式共源共栅运算放 大器的结构如第五章中 介绍的伸缩式共源共栅 放大级基本一致。这种运算放大器的一个 明显缺点是很难以输入 输出短接方式实现单位 增益缓冲器。折叠式级联运算放大器

在上图中，如果输入管采用相反极性的MOS管来构成级联运算放大器，称之为折叠运算放大器，如下图所示。折叠式级联运算放大器上图所示的折叠式运算放大器电路，必须保证所有MOS管都工作于饱和区以确保高增益。开环最低输出电压为：Vo,min=Vdsat3+Vdsat5；最高输出电压为Vo,max=VDD－(|Vdsat7|＋|Vdsat9|)；即开环输出电压摆幅为：VDD－(Vdsat3＋Vdsat5＋|Vdsat7|＋|Vdsat9|)。其开环输入压摆比伸缩式级联运算放大器要大得多，其最小输入电压可为0V。缺点：保证较小寄生电容时，要求M5与M6的过驱动电压增大以提供大电流。折叠式级联运算放大器伸缩式级联运算放大器与折叠式级联放大器存在两个重要差别：在伸缩式级联运放中一个偏置电流IS供给输入三极管及级联器件，而折叠式级联运放中输入对管需要一个额外偏置电流，且有IS1＝IS/2＋ID3，因此折叠级联结构一般有较高功耗。在伸缩式级联运放中，其输入共模电平不能大于Vb1－VGS3＋Vth1，而在折叠式级联运放中，不能小于Vb1－VGS3＋|VthP|，因此后一种电路可以设计成单位缓冲器，并可忽略摆幅的影响。

折叠式级联运算放大器采用半电路概念来求解折叠级联运放的小信号电压增益，如下图所示电路，其增益可写成：。折叠式级联运算放大器Gm的求解由于从M3的源极看进去的阻抗(gm3+gmb3)-1||ro3低于ro1||ro5，因此半边电路的输出短路电流近似等于M1的漏电流，根据求解Gm的方法，可以知道Gm≈gm1。Ro的求解为了计算Ro，根据求等效电阻的方法，采用如图所示的等效电路，则有：

即有：折叠式级联运算放大器小信号电压增益根据求解电压增益的方法，即可求出电路的小信号电压增益为：

对于相类似的器件尺寸与偏置电流，PMOS输入差分对与NMOS差分对相比具有较小的跨导。并且，ro1与ro5并联，特别是由于M5流过输入器件及级联支路的电流，减小了输出阻抗，故折叠式级联运算放大器的增益常比一个类似的伸缩式级联的增益小2至3倍。折叠式级联运算放大器用NMOS管作为折叠级联运放的输入对管，如图所示。

折叠式级联运算放大器由于NMOS器件具有较大的迁移率，所以该电路的电压增益较大，但这是以降低在折叠点的极点为代价。实际上，对于类似的偏置电流，后一张图中的M5-M6可能比前一张图中的宽度大几倍。折叠级联运放的总的压摆略高于伸缩式结构。这个优点是以高功耗、小电压增益、低极点频率等为代价的。但是由于折叠级联运放的输入与输出可以短接且输入共模电平易于选择，所以应用非常广。折叠级联运放的一个重要特性是控制输入共模电平接近电源供给的一端电压：用NMOS输入对时可使输入共模电平为VDD，而使用PMOS输入对的相似结构可使输入共模电平为零。

单端输出运算放大器简单的运算放大器--CMOS差分放大器

开环输出电阻为：

式中roN与roP分别为NMOS管漏源之间的电阻。简单的运算放大器--CMOS差分放大器开环电压增益为：

上式中gmN为输入差分对管NMOS的跨导，接成闭环应用时，其反馈系数为－1，因此根据负反馈特性可以求出闭环输出电阻为：

由于ro较大，故其闭环输出电阻近似为1/gmN，与开环输出电阻无关。简单的运算放大器--CMOS差分放大器该电路的输出压摆为：VDD－上式中的VdsatN与VdsatP分别指NMOS与PMOS的饱和漏极电压。电路主极点位于输出节点，且其时间常数为：roCL。其特点是：开环电压增益可达到100左右，而功耗为mW级，单位增益频率约为兆赫量级；且电路驱动负载能力较小。

共源共栅电流源为负载的伸缩式级联结构运算放大器

如图所示，与全差分伸缩式级联放大器不同之处是其负载为共源共栅电流镜结构。共源共栅电流源为负载的伸缩式级联结构运算放大器该电路的开环输出电阻：开环电压增益：

闭环输出电阻为：roc=1/gmN

开环的输出压摆：共源共栅电流源为负载的伸缩式级联结构运算放大器闭环输出压摆：把输入信号端M2的栅极与输出节点相连构成单位增益反馈应用时，在正常工作时，要保证所有MOS管工作于饱和态。M4饱和的条件是：Vo≥Vb1－Vth4M2饱和的条件是：Vo－Vth2≤VX，即Vo≤Vth2＋VX＝Vb1－VGS4＋Vth2，所以有：

故输出电压摆幅为Vth2－(VGS4+Vth4)，小于M2的阈值电压，因此用作缓冲器时其输出压摆太小，所以不实用。另外，这种电路的输出摆幅为全差分相应电路的输出摆幅的一半，并且该电路的反馈系统的速度较低。高摆幅的伸缩式级联结构运算放大器

为了克服上述结构输出摆幅小的缺点，对此结构进行了改进，如图所示。

高摆幅的伸缩式级联结构运算放大器上图所示的电路结构的一个最大特点就是其输出摆幅较大，因此称为高摆幅的伸缩式级联结构运算放大器。这是由于其利用高摆幅的电流镜作为负载以提高放大器的开环电压摆幅。在这种结构中，M7与M8被偏置在线性区的边缘。这种结构与前一种结构一样，不适用于单位增益缓冲器。

高摆幅折叠式级联运算放大器

如图所示的折叠式级联运放可以克服伸缩式级联运放较小的输出摆幅和难以用作单位缓冲电路的缺点。（并仍将输入电压转变成电流）高摆幅折叠式级联运算放大器该电路的开环输出电压的最小值为：VS＋Vdsat4，最大值则为VDD－（|Vdsat6|＋|Vdsat8|)，所以开环输出两峰值之间的摆幅为：

上式的值比伸缩式级联运放的输出摆幅大了一个电流源的过驱动电压。该电路的小信号电压增益也可采半电路概念来求解，并可表示为Av=GmRo，同理必须先求出等效跨导与等效输出阻抗。共模反馈

引言全差分运算放大器具有大输出摆幅、无镜像极点等优点，因此可以得到高的闭环速度。但其共模电平必须小心定义以使之能正常工作。一般都采用所谓的“共模反馈”(CMFB)的方法。在高增益放大器中，其输出共模电平对器件特性与失配非常敏感，不能通过“目测”确定，而且不能通过差分反馈来达到稳定。因此，必须采用一共模反馈网络来检测输出端的共模电平，有效调节放大器的偏置电流。引言引入共模反馈的两个目的：为输出节点提供一个稳定的共模电平。减小共模增益，以提高共模抑制比。共模反馈设计时应考虑：只为共模信号创建一个负反馈回路，而对于差分信号，即共模反馈不能影响电路的性能。尽量减小共模反馈电路的功耗与面积。在单端输出的运放中，不需要CMFB，但可以利用CMFB来提高共模抑制比；而在全差分运放中则必须有CMFB。引言CMFB主要有二部分组成：共模电平检测电路；参考电源比较电路。工作机理是：检测出共模信号：。与一个参考电压进行比较：。将其误差校正电平回送到放大器的偏置电路。避免共模信号注入到不需校正VoC的放大器的节点。引言如果检测的输出信号是电流信号，则共模反馈结构如下图所示，即必须采用一个电流模式的电平检测电路，以及共模检测电流放大器（比较器）。共模电平的检测方法－电阻分压法在上图所示结构中，输出共模电平VoC为(Vo1+Vo2)/2， 因此最直接的方法 是采用如右图所示 的电阻分压器。共模电平的检测方法－电阻分压法根据KCL定理有：

当R1＝R2时，有：

这种方法的缺点是：R1与R2阻值必须比运放的输出阻抗大得多，否则会使运放的开环增益下降。在CMOS工艺中R1与R2阻值可以做得很大，但寄生电容会很大，影响运放的频率特性，另外大的阻值会占用非常大的芯片面积。共模电平的检测方法－改进型电阻分压法

为了消除电阻对运放的影响，对电阻分压法中的每一输出与相应的电阻之间内插源极跟随器，形成了如图所示的改进型电路。共模电平的检测方法－改进型电阻分压法该电路检测到的共模电平比运放的实际共模电平低VGS1,2，但是这个差值可在其后的比较器中消除。这种电路的缺点：当输出端为一个大的差分摆幅时，如Vo1远高于Vo2，则电流源I2必定流入二组电流(Vo1－Vo2)/(R1＋R2)与ID2，所以R1＋R2要足够大或I2必须足够大以确保M7或M8工作于饱和区，否则ID2减小至0，则VoC已不是共模电平。因此，R1与R2或I1与I2必须足够大。限制了差分输出摆幅。在无CMFB时，Vo1(Vo2)的最小允许电平为VoD3＋VoD5；有CMFB时则为VGS1＋VS，几乎比前者大一个阈值电压，因此每一输出端的摆幅几乎减小Vth，在低电压设计中是一个必须避免的缺点。共模电平的检测方法--开关电容开关电容共模负反馈可以保证电路的差分电压增益与较大的线性范围；其输出通过电容而不是电阻检测。如图所示。共模电平的检测方法--开关电容图中Cc1和Cc2为检测输出共模电压的电容，若Cc1=Cc2，则有：

即Cc1和Cc2实现了对输出共模电压变化的感应，如果Vo1和Vo2升高，则VX随之升高，M5的漏源电流增加，M3，4管的电流也将增加，由于，而不变，则须增加VSD3,4适应电流的变化，则降低；反之，VCM将升高，因而实现了VCM的调节。共模电平的检测方法--开关电容电容Cc1和Cc2的初始电压的确定方法较多，一种简单的做法是每隔一段时间对电容进行充电，充电常数由RC决定，而电阻可由开关电容取代（其电阻为T/C），这就构成开关电容共模负反馈，如图所示。

共模电平的检测方法--开关电容上图中Vo1和Vo2分别为运放输出电压，VR为供比较的参考电压常等于需稳定的输出共模电压，Vb为偏置电路产生的电容初始电压，Vctr为此CMFB产生的调节电压，和为两相非交叠时钟，Cc1和Cc2为感应输出电压电容，Cs1和Cs2为用作电阻的开关电容，设Cs1=Cs2及Cc1=Cc2，则可用电荷重分配原理进行分析可得到：共模电平的检测方法--开关电容由上式可以看出：控制调节电压Vctr的表达式包括了三部分：对输出共模电压的检测，即：。与所给的参考电压的比较，即：。与初始电压Vb叠加。因此该开关电容CMFB完成了共模负反馈的全部功能。这种电容结构的优点在于实现起来十分简单(不需要另外的比较器)，占用较小的芯片面积，具有很好的稳定性能，并且动态开关电容不消耗额外的功率。缺点主要是需要两相非交叠时钟。

共模电平的检测方法－可变电阻法利用工作在深三极管区MOS管的压控电阻特性构成共模负反馈电路，如图所示。共模电平的检测方法－可变电阻法在上图中，相同的三极管M1与M2工作在深三极管区，由于在深三极管区的MOS的电阻可表示为：

所以，在节点A与地之间的总电阻为：共模电平的检测方法－可变电阻法上式表明总电阻R是Vo2＋Vo1的函数但与差模输出Vo2－Vo1无关。若两输出电压同时上升，则R下降，而若输出发生不同变化，则一个管子的Ron上升而另一个管子的Ron下降。因此从节点A到地的电阻值反映了共模电平的变化。这种结构的缺点为：工作在深线性区的M1与M2的使用限制了输出压摆。表面看其输出的最小电压为Vth7,8，但实际上在此时M1与M2中至少有一个进入饱和区而使上式不成立，因而最小输出共模电平应比该阈值电压高。误差比较技术－比较放大器控制级联级电流源

如图所示误差比较技术－比较放大器控制级联级电流源如上图所示电路是一种用一个简单的比较放大器对共模输出电平VoC与参考电压值VR进行比较，并把比较的结果以反馈形式返回到NMOS电流源。如果Vo1与Vo2都上升，则VE也上升，则M3-M4的漏极电流增大，从而降低了输出共模电平。也就是说若其开环增益高，其反馈网络将迫使Vo1与Vo2的共模电平接近VR。为保证系统具有较好的稳定性，反馈只可控制一小部分电流。例如M3、M4的每一个三极管以两个并联器件构成，其中一个偏置在恒流源而另一个被一误差放大器驱动。比较放大器控制输入差分对的尾电流

对于折叠级联运放，其共模电平与比较电平比较的结果用以控制其输入差分对的尾部电流。如图所示，若Vo1与Vo2上升，则尾电流增大，从而减小了M5-M6的漏极电流，进而恢复其共模输出电平。比较方法--采用线性器件的CMFB在以上的分析中，输出 共模电平被转换成一个 电阻或电流，不能直接 与参考电压进行比较， 必须进行一定的转换， 如右图所示。比较方法--采用线性器件的CMFB图中共模电平调节Ron7||Ron8，而Ron7||Ron8又调节M5与M6的偏置电流。使得ID5与ID6和ID9与ID10分别精确相等。假设ID9=ID10=ID，则有Vb－VGS＝2ID(Ron7||Ron8)且有Ron7||Ron8＝(Vb－VGS5)/(2ID)，可以推导出：比较方法--采用线性器件的CMFB因此在时可以得到CM电平。这种结构的缺点：输出CM电平值是器件参数的函数。Ron7||R