续流二极管及电感的电流输出电压课件

开关电源设计SwitchingPowerSupplyDesign开关电源设计1开关电源概述开关电源概述2开关电源概述开关电源概述3开关电源概述开关电源技术是应用电力电子半导体器件，综合自动控制、计算机(微处理器)技术和电磁技术的多学科边缘交又技术。在各种高质量、高效、高可靠性的电源中起关键作用，是现代电力电子技术的具体应用。当前，电力电子作为节能、节材、自动化、智能化、机电一体化的基础，正朝着应用技术高频化、硬件结构模块化、产品性能绿色化的方向发展。在不远的将来，电力电子技术将使电源技术更加成熟、经济、实用，实现高效率和高品质用电相结合。开关电源概述开关电源技术是应用电力电子半导体器件，综合自4开关电源概述1.电力电子技术的发展现代电力电子技术的发展方向，是从以低频技术处理问题为主的传统电力电子学，向以高频技术处理问题为主的现代电力电子学方向转变。电力电子技术起始于五十年代末六十年代初的硅整流器件，其发展先后经历了整流器时代、逆变器时代和变频器时代，并促进了电力电子技术在许多新领域的应用。八十年代末期和九十年代初期发展起来的、以功率MOSFET和IGBT为代表的、集高频、高压和大电流于一身的功率半导体复合器件，表明传统电力电子技术已经进入现代电力电子时代。开关电源概述1.电力电子技术的发展5开关电源概述1.1整流器时代大功率的工业用电由工频(50Hz)交流发电机提供，但是大约20%的电能是以直流形式消费的，其中最典型的是电解(有色金属和化工原料需要直流电解)、牵引(电气机车、电传动的内燃机车、地铁机车、城市无轨电车等)和直流传动(轧钢、造纸等)三大领域。大功率硅整流器能够高效率地把工频交流电转变为直流电，因此在六十年代和七十年代，大功率硅整流管和晶闸管的开发与应用得以很大发展。当时国内曾经掀起了一股各地大办硅整流器厂的热潮，目前全国大大小小的制造硅整流器的半导体厂家就是那时的产物。开关电源概述1.1整流器时代6开关电源概述1.2逆变器时代七十年代出现了世界范围的能源危机，交流电机变频惆速因节能效果显著而迅速发展。变频调速的关键技术是将直流电逆变为0~100Hz的交流电。在七十年代到八十年代，随着变频调速装置的普及，大功率逆变用的晶闸管、巨型功率晶体管(GTR)和门极可关断晶闸管(GT0)成为当时电力电子器件的主角。类似的应用还包括高压直流输出，静止式无功功率动态补偿等。这时的电力电子技术已经能够实现整流和逆变，但工作频率较低，仅局限在中低频范围内。开关电源概述1.2逆变器时代7开关电源概述1.3变频器时代进入八十年代，大规模和超大规模集成电路技术的迅猛发展，为现代电力电子技术的发展奠定了基础。将集成电路技术的精细加工技术和高压大电流技术有机结合，出现了一批全新的全控型功率器件、首先是功率M0SFET的问世，导致了中小功率电源向高频化发展，而后绝缘门极双极晶体管(IGBT)的出现，又为大中型功率电源向高频发展带来机遇。MOSFET和IGBT的相继问世，是传统的电力电子向现代电力电子转化的标志。据统计，到1995年底，功率M0SFET和GTR在功率半导体器件市场上已达到平分秋色的地步，而用IGBT代替GTR在电力电子领域巳成定论。新型器件的发展不仅为交流电机变频调速提供了较高的频率，使其性能更加完善可靠，而且使现代电子技术不断向高频化发展，为用电设备的高效节材节能，实现小型轻量化，机电一体化和智能化提供了重要的技术基础。开关电源概述1.3变频器时代8开关电源概述2.现代电力电子的应用领域2.1计算机高效率绿色电源高速发展的计算机技术带领人类进入了信息社会，同时也促进了电源技术的迅速发展。八十年代，计算机全面采用了开关电源，率先完成计算机电源换代。接着开关电源技术相继进人了电子、电器设备领域。计算机技术的发展，提出绿色电脑和绿色电源。绿色电脑泛指对环境无害的个人电脑和相关产品，绿色电源系指与绿色电脑相关的高效省电电源，根据美国环境保护署l992年6月17日“能源之星"计划规定，桌上型个人电脑或相关的外围设备，在睡眠状态下的耗电量若小于30瓦，就符合绿色电脑的要求，提高电源效率是降低电源消耗的根本途径。就目前效率为75%的200瓦开关电源而言，电源自身要消耗50瓦的能源。开关电源概述2.现代电力电子的应用领域9开关电源概述2.2通信用高频开关电源通信业的迅速发展极大的推动了通信电源的发展。高频小型化的开关电源及其技术已成为现代通信供电系统的主流。在通信领域中，通常将整流器称为一次电源，而将直流-直流(DC/DC)变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成标称值为48V的直流电源。目前在程控交换机用的一次电源中，传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代，高频开关电源(也称为开关型整流器SMR)通过MOSFET或IGBT的高频工作，开关频率一般控制在50-100kHz范围内，实现高效率和小型化。近几年，开关整流器的功率容量不断扩大，单机容量己从48V/12.5A、48V/20A扩大到48V/200A、48V/400A。因通信设备中所用集成电路的种类繁多，其电源电压也各不相同，在通信供电系统中采用高功率密度的高频DC-DC隔离电源模块，从中间母线电压(一般为48V直流)变换成所需的各种直流电压，这样可大大减小损耗、方便维护，且安装、增加非常方便。一般都可直接装在标准控制板上，对二次电源的要求是高功率密度。因通信容量的不断增加，通信电源容量也将不断增加。开关电源概述2.2通信用高频开关电源10开关电源概述2.3直流-直流(DC/DC)变换器DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压，这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制获得加速平稳、快速响应的性能，并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约电能(20~30)%。直流斩波器不仅能起调压的作用(开关电源)，同时还能起到有效地抑制电网侧谐波电流噪声的作用。通信电源的二次电源DC/DC变换器已商品化，模块采用高频PWM技术，开关频率在500kHz左右，功率密度为5W~20W/in3。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，目前已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块，功率密度有较大幅度的提高。开关电源概述2.3直流-直流(DC/DC)变换器11开关电源概述2.4不间断电源(UPS)不间断电源(UPS)是计算机、通信系统以及要求提供不能中断场合所必须的一种高可靠、高性能的电源。交流市电输入经整流器变成直流，一部分能量给蓄电池组充电，另一部分能量经逆变器变成交流，经转换开关送到负载。为了在逆变器故障时仍能向负载提供能量，另一路备用电源通过电源转换开关来实现。现代UPS普遍了采用脉宽调制技术和功率M0SFET、IGBT等现代电力电子器件，电源的噪声得以降低，而效率和可靠性得以提高。微处理器软硬件技术的引入，可以实现对UPS的智能化管理，进行远程维护和远程诊断。目前在线式UPS的最大容量已可作到600kVA。超小型UPS发展也很迅速，已经有0.5kVA、lVA、2kVA、3kVA等多种规格的产品。开关电源概述2.4不间断电源(UPS)12开关电源概述2.5变频器电源变频器电源主要用于交流电机的变频调速，其在电气传动系统中占据的地位日趋重要，已获得巨大的节能效果。变频器电源主电路均采用交流-直流-交流方案。工频电源通过整流器变成固定的直流电压，然后由大功率晶体管或IGBT组成的PWM高频变换器，将直流电压逆变成电压、频率可变的交流输出，电源输出波形近似于正弦波，用于驱动交流异步电动机实现无级调速。国际上400kVA以下的变频器电源系列产品已经问世。八十年代初期，日本东芝公司最先将交流变频调速技术应用于空调器中。至1997年，其占有率已达到日本家用空调的70%以上。变频空调具有舒适、节能等优点。国内于90年代初期开始研究变频空调，96年引进生产线生产变频空调器，逐渐形成变频空调开发生产热点。到2000年左右形成高潮。变频空调除了变频电源外，还要求有适合于变频调速的压缩机电机。优化控制策略，精选功能组件，是空调变频电源研制的进一步发展方向。开关电源概述2.5变频器电源13开关电源概述2.6高频逆变式整流焊机电源高频逆变式整流焊机电源是一种高性能、高效、省材的新型焊机电源，代表了当今焊机电源的发展方向。由于IGBT大容量模块的商用化，这种电源更有着广阔的应用前景。逆变焊机电源大都采用交流-直流-交流-直流(AC-DC-AC-DC)变换的方法。50Hz交流电经全桥整流变成直流，IGBT组成的PWM高频变换部分将直流电逆变成20kHz的高频矩形波，经高频变压器耦合，整流滤波后成为稳定的直流，供电弧使用。由于焊机电源的工作条件恶劣，频繁的处于短路、燃弧、开路交替变化之中，因此高频逆变式整流焊机电源的工作可靠性问题成为最关键的问题，也是用户最关心的问题。采用微处理器做为脉冲宽度调制(PWM)的相关控制器，通过对多参数、多信息的提取与分析，达到预知系统各种工作状态的目的，进而提前对系统做出调整和处理，解决了目前大功率IGBT逆变电源可靠性。国外逆变焊机已可做到额定焊接电流300A，负载持续率60%，全载电压60~75V，电流调节范围5~300A，重量29kg。开关电源概述2.6高频逆变式整流焊机电源14开关电源概述2.7大功率开关型高压直流电源大功率开关型高压直流电源广泛应用于静电除尘、水质改良、医用X光机和CT机等大型设备。电压高达50~l59kV，电流达到0.5A以上，功率可达100kW。自从70年代开始，日本的一些公司开始采用逆变技术，将市电整流后逆变为3kHz左右的中频，然后升压。进入80年代，高频开关电源技术迅速发展。德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率提高到20kHz以上。并将干式变压器技术成功的应用于高频高压电源，取消了高压变压器油箱，使变压器系统的体积进一步减小。国内对静电除尘高压直流电源进行了研制，市电经整流变为直流，采用全桥零电流开关串联谐振逆变电路将直流电压逆变为高频电压，然后由高频变压器升压，最后整流为直流高压。在电阻负载条件下，输出直流电压达到55kV，电流达到15mA，工作频率为25.6kHz。开关电源概述2.7大功率开关型高压直流电源15开关电源概述

2.8电力有源滤波器传统的交流-直流(AC-DC)变换器在投运时，将向电网注入大量的谐波电流，引起谐波损耗和干扰，同时还出现装置网侧功率因数恶化的现象，即所谓“电力公害”，例如，不可控整流加电容滤波时，网侧三次谐波含量可达(70~80)%，网侧功率因数仅有0.5~0.6。电力有源滤波器是一种能够动态抑制谐波的新型电力电子装置，能克服传统LC滤波器的不足，是一种很有发展前途的谐波抑制手段。滤波器由桥式开关功率变换器和具体控制电路构成。与传统开关电源的区别是:(l)不仅反馈输出电压，还反馈输入平均电流;(2)电流环基准信号为电压环误差信号与全波整流电压取样信号之乘积。开关电源概述

2.8电力有源滤波器16开关电源概述2.9分布式开关电源供电系统分布式电源供电系统采用小功率模块和大规模控制集成电路作基本部件，利用最新理论和技术成果，组成积木式、智能化的大功率供电电源，从而使强电与弱电紧密结合，降低大功率元器件、大功率装置(集中式)的研制压力，提高生产效率。八十年代初期，对分布式高频开关电源系统的研究基本集中在变换器并联技术的研究上。八十年代中后期，随着高频功率变换技术的迅述发展，各种变换器拓扑结构相继出现，结合大规模集成电路和功率元器件技术，使中小功率装置的集成成为可能，从而迅速地推动了分布式高频开关电源系统研究的展开。自八十年代后期开始，这一方向已成为国际电力电子学界的研究热点，论文数量逐年增加，应用领域不断扩大。分布供电方式具有节能、可靠、高效、经济和维护方便等优点。已被大型计算机、通信设备、航空航天、工业控制等系统逐渐采纳，也是超高速型集成电路的低电压电源(3.3V)的最为理想的供电方式。在大功率场合，如电镀、电解电源、电力机车牵引电源、中频感应加热电源、电动机驱动电源等领域也有广阔的应用前景。开关电源概述2.9分布式开关电源供电系统17开关电源概述3.高频开关电源的发展趋势在电力电子技术的应用及各种电源系统中，开关电源技术均处于核心地位。对于大型电解电镀电源，传统的电路非常庞大而笨重，如果采用高顿开关电源技术，其体积和重量都会大幅度下降，而且可极大提高电源利用效率、节省材料、降低成本。在电动汽车和变频传动中，更是离不开开关电源技术，通过开关电源改变用电频率，从而达到近于理想的负载匹配和驱动控制。高频开关电源技术，更是各种大功率开关电源(逆变焊机、通讯电源、高频加热电源、激光器电源、电力操作电源等)的核心技术。开关电源概述3.高频开关电源的发展趋势18开关电源概述3.1高频化理论分析和实践经验表明，电气产品的变压器、电感和电容的体积重量与供电频率的平方根成反比。所以当我们把频率从工频50Hz提高到20kHz，提高400倍的话，用电设备的体积重量大体下降至工频设计的5~l0%。无论是逆变式整流焊机，还是通讯电源用的开关式整流器，都是基于这一原理。同样，传统“整流行业”的电镀、电解、电加工、充电、浮充电、电力合闸用等各种直流电源也可以根据这一原理进行改造，成为“开关变换类电源”，其主要材料可以节约90%或更高，还可节电30%或更多。由于功率电子器件工作频率上限的逐步提高，促使许多原来采用电子管的传统高频设备固态化，带来显著节能、节水、节约材料的经济效益，更可体现技术含量的价值。开关电源概述3.1高频化19开关电源概述

3.2模块化模块化有两方面的含义，其一是指功率器件的模块化，其二是指电源单元的模块化。我们常见的器件模块，含有一单元、两单元、六单元直至七元，包括开关器件和与之反并联的续流二极管，实质上都属于“标准”功率模块(SPM)。近年，有些公司把开关器件的驱动保护电路也装到功率模块中去，构成了“智能化”功率模块(IPM)，不但缩小了整机的体积，更方便了整机的设计制造。实际上，由于频率的不断提高，致使引线寄生电感、寄生电容的影响愈加严重，对器件造成更大的电应力(表现为过电压、过电流毛刺)。为了提高系统的可靠性，有些制造商开发了“用户专用”功率模块(ASPM)，它把一台整机的几乎所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中，使元器件之间不再有传统的引线连接，这样的模块经过严格、合理的热、电、机械方面的设计，达到优化完美的境地。它类似于微电子中的用户专用集成电路(ASIC)。只要把控制软件写入该模块中的微处理器芯片，再把整个模块固定在相应的散热器上，就构成一台新型的开关电源装置。开关电源概述

3.2模块化20开关电源概述由此可见，模块化的目的不仅在于使用方便，缩小整机体积，更重要的是取消传统连线，把寄生参数降到最小，从而把器件承受的电应力降至最低，提高系统的可靠性。另外，大功率的开关电源，由于器件容量的限制和增加冗余提高可靠性方面的考虑，一般采用多个独立的模块单元并联工作，采用均流技术，所有模块共同分担负载电流，一旦其中某个模块失效，其它模块再平均分担负载电流。这样，不但提高了功率容量，在有限的器件容量的情况下满足了大电流输出的要求，而且通过增加相对整个系统来说功率很小的冗余电源模块，极大的提高系统可靠性，即使万一出现单模块故障，也不会影响系统的正常工作，而且为修复提供充分的时间。开关电源概述由此可见，模块化的目的不仅在于使用方便，缩小21开关电源概述3.3数字化在传统功率电子技术中，控制部分是按模拟信号来设计和工作的。在六、七十年代，电力电子技术完全是建立在模拟电路基础上的。但是，现在数字式信号、数字电路显得越来越重要，数字信号处理技术日趋完善成熟，显示出越来越多的优点:便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变失真、减小杂散信号的干扰(提高抗干扰能力)、便于软件包调试和遥感遥测遥调，也便于自诊断、容错等技术的植入。所以，在八、九十年代，对于各类电路和系统的设计来说，模拟技术还是有用的，特别是:诸如印制版的布图、电磁兼容(EMC)问题以及功率因数修正(PFC)等问题的解决，离不开模拟技术的知识，但是对于智能化的开关电源，需要用计算机控制时，数字化技术就离不开了。开关电源概述3.3数字化22开关电源概述3.4绿色化电源系统的绿色化有两层含义:首先是显著节电，这意味着发电容量的节约，而发电是造成环境污染的重要原因，所以节电就可以减少对环境的污染;其次这些电源不能(或少)对电网产生污染，国际电工委员会(IEC)对此制定了一系列标准，如IEC555、IEC917、IECl000等。事实上，许多功率电子节电设备，往往会变成对电网的污染源:向电网注入严重的高次谐波电流，使总功率因数下降，使电网电压耦合许多毛刺尖峰，甚至出现缺角和畸变。20世纪末，各种有源滤波器和有源补偿器的方案诞生，有了多种修正功率因数的方法。这些为2l世纪批量生产各种绿色开关电源产品奠定了基础。开关电源概述3.4绿色化23开关电源概述现代电力电子技术是开关电源技术发展的基础。随着新型电力电子器件和适于更高开关频率的电路拓扑的不断出现，现代电源技术将在实际需要的推动下快速发展。在传统的应用技术下，由于功率器件性能的限制而使开关电源的性能受到影响。为了极大发挥各种功率器件的特性，使器件性能对开关电源性能的影响减至最小，新型的电源电路拓扑和新型的控制技术，可使功率开关工作在零电压或零电流状态，从而可大大的提高工作频率，提高开关电源工作效率，设计出性能优良的开关电源。开关电源概述现代电力电子技术是开关电源技术发展的基础。随24开关电源概述总而言之，电力电子及开关电源技术因应用需求不断向前发展，新技术的出现又会使许多应用产品更新换代，还会开拓更多更新的应用领域。开关电源高频化、模块化、数字化、绿色化等的实现，将标志着这些技术的成熟，实现高效率用电和高品质用电相结合。这几年，随着通信行业的发展，以开关电源技术为核心的通信用开关电源，仅国内有20多亿人民币的市场需求，吸引了国内外一大批科技人员对其进行开发研究。开关电源代替线性电源和相控电源是大势所趋，因此，同样具有几十亿产值需求的电力操作电源系统的国内市场正在启动，并将很快发展起来。还有其它许多以开关电源技术为核心的专用电源、工业电源正在等待着人们去开发。开关电源概述总而言之，电力电子及开关电源技术因应用需求不25开关电源概述开关电源特点近年来开关电源逐渐在各电子领域得到应用，实践证明它比线性电源有更多的优越性。节约能源开关电源的调整晶体管工作在开关状态，因此开关晶体管的功率损耗很小，效率可以大大提高，其效率通常在70%---95%之间。节省原材料开关电源常采用电网交流电直接整流，淘汰了体积较大的工频变压器，因而节省了大量的钢材和铜材。同时也减小了体积和重量。稳压范围宽开关电源根据应用要求，可以做到在输入85---265V范围内输出电压稳定，且始终保持电路的高效率。可靠安全在开关电源电路中，根据要求可以加入各种保护电路，如：过流、过压、短路等保护，使电路运行特别可靠。滤波容量小由于开关电源的频率高，滤波器的容量可以大大减小。开关电源概述开关电源特点26开关电源的不足由于电路工作在开关脉冲状态，频率比较高，因而给供电线路及使用负载都会带来高频干扰，如传导干扰和辐射干扰。必须针对这些干扰，在电路中采取有效措施，抑制干扰，达到规定要求。开关电源比线性电源所用的元器件增加很多，因而可靠性设计尤为重要。必须从电路设计、元器件选用、元器件选购、元器件老化、筛选、整体电源老化等诸方面加以保证，才能充分保证开关电源的可靠性寿命。开关电源概述开关电源的不足开关电源概述27开关电源概述开关电源分类开关电源按不同方式分类如下：按储能电感在电路中所处的位置分为串联型、并联型、脉冲变压器耦合并联型。按开关电路形式分为单端式、推挽式、半桥式、全桥式。按开关器件的启动方式分为他激式、自激式。按开关变压器的激励方式分为正激式、反激式。按稳压控制形式分为脉宽调制式、频率调制式、调宽调频混合式。按开关器件类型分为晶体管型、场效应管型、晶闸管型、集成电路型。按输出输入之间的联系方式分为隔离式、非隔离式。开关电源概述开关电源分类28开关电源概述电源领域技术新进展

功率因数校正（PFC）技术

PFC的概念起源于1980年，重视和推广在80年代末，主要制定了IEC555-－2，IEC1000-3-2使得研究PFC术研究成为电源界热点。

同步整流技术

同步整流的概念：当输出为低电压大电流时整流损耗成为功率变换器主要损耗所以提出采用低导通电阻的MOSFET进行整流。

同步整流－是通过控制MOSFET的驱动电路来利用功率MOSFET实现整流功能的技术。发展：同步整流技术出现得较早，但早期的技术很难转换为产品，这是由于当时驱动技术不成熟，可靠性不高。经过几年的发展，同步整流技术已经成熟。由于开发成本的原因，目前只在技术含量较高的开关电源模块中得到应用。

优势：同步整流技术提高了电源效率，它同时给电源模块带来了许多新的进步。

同步整流技术符合高效节能的要求，适应新一代芯片电压的要求，有着非常广阔的应用前景。但目前只有较少的公司掌握了该项技术，并且实现的成本也很高，而且还有很多应用领域未得到开拓。随着用于同步整流的MOSFET批量投入市场，专用驱动芯片的出现，以及控制技术的不断完善，同步整流技术将成为一种主流电源技术，逐步应用于广泛的工业生产领域。开关电源概述电源领域技术新进展

功率因数校正（PFC）技29开关电源概述软开关技术

软开关技术的概念：是利用电容于电感谐振使得开关器件中电流（电压）按正弦或准正弦规律变化。当电流过零时，器件关断；当电压过零时，器件开通，实现开关损耗为零。

发展动态：自20世纪80年代中期起，采用PWM控制技术的高功率密度DC/DC变换器模块走进了世界市场。如今，已广泛应用在各种领域中。1997年，在已经行了将近30年的世界范围的软开关基础理论研究之后，美国Vicor开关电源公司最先推出了VI－300系列软开关高密度DC/DC产品。第二代产品是以Vicor公司有专利权的零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS）软开关控制技术为基础，结合了控制集成、封装、铁氧体、噪音和散热技术等方面的最新成果，产品达到了与理想功率器件极为接近的境地。第二代产品与第一代产品相比，功率密度增加了两倍，即为120W/in3。第二代产品的出现预示着它们将是DC/DC变换器未来的主流产品。

研究热点：低电压大电流开关电源概述软开关技术

软开关技术的概念：是利用电容于电30开关电源概述高频磁技术：电力电子高频磁技术是将电力电子技术与磁技术结合起来高频磁技术是电力电子技术中的重要内容。功率磁元件是所有电源中必不可少的关键器件。它担负着磁能传递，储存以及滤波功能。其体积和重量一般占到电路20－30%10年内重点发展：高频低功耗高磁导率材料和片式化的表面贴装软磁材料在非晶软磁金金属和磁记录材料方面，发展纳米材料。70年代初20KHz电子变压器取代了工频变压器使得变压器体积减小60－80％重量减轻75％，目前开关频率已从20KHz提高到10MHz。开关电源概述高频磁技术：31开关电源概述-电力电子回顾电力MOSFET的种类

按导电沟道可分为P沟道和N沟道。

耗尽型——当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道。

增强型——对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道。

电力MOSFET主要是N沟道增强型。1）电力MOSFET的结构和工作原理开关电源概述-电力电子回顾电力MOSFET的种类1）电力32开关电源概述-电力电子回顾电力MOSFET的结构是单极型晶体管。导电机理与小功率MOS管相同，但结构上有较大区别。采用多元集成结构，不同的生产厂家采用了不同设计。图1-19电力MOSFET的结构和电气图形符号开关电源概述-电力电子回顾电力MOSFET的结构是单极型33开关电源概述-电力电子回顾截止：漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流流过。导电：在栅源极间加正电压UGS当UGS大于UT时，P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。图1-19电力MOSFET的结构和电气图形符号电力MOSFET的工作原理开关电源概述-电力电子回顾图1-19电力MOSFET34开关电源概述-电力电子回顾两类器件取长补短结合而成的复合器件—Bi-MOS器件绝缘栅双极晶体管（Insulated-gateBipolarTransistor——IGBT或IGT）GTR和MOSFET复合，结合二者的优点。1986年投入市场，是中小功率电力电子设备的主导器件。继续提高电压和电流容量，以期再取代GTO的地位。GTR和GTO的特点——双极型，电流驱动，有电导调制效应，通流能力很强，开关速度较低，所需驱动功率大，驱动电路复杂。MOSFET的优点——单极型，电压驱动，开关速度快，输入阻抗高，热稳定性好，所需驱动功率小而且驱动电路简单。开关电源概述-电力电子回顾GTR和G35开关电源概述-电力电子回顾图1-22a—N沟道VDMOSFET与GTR组合——N沟道IGBT。IGBT比VDMOSFET多一层P+注入区，具有很强的通流能力。简化等效电路表明，IGBT是GTR与MOSFET组成的达林顿结构，一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。RN为晶体管基区内的调制电阻。图1-22IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号a)内部结构断面示意图b)简化等效电路c)电气图形符号IGBT的结构开关电源概述-电力电子回顾图1-22a—N沟道VDMOS36开关电源概述-电力电子回顾

驱动原理与电力MOSFET基本相同，场控器件，通断由栅射极电压uGE决定。导通：uGE大于开启电压UGE(th)时，MOSFET内形成沟道，为晶体管提供基极电流，IGBT导通。通态压降：电导调制效应使电阻RN减小，使通态压降减小。关断：栅射极间施加反压或不加信号时，MOSFET内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断，IGBT关断。IGBT的原理开关电源概述-电力电子回顾

驱动原理与电力MOSFET37开关电源概述-电力电子回顾IGBT的特性和参数特点可以总结如下：开关速度高，开关损耗小。相同电压和电流定额时，安全工作区比GTR大，且具有耐脉冲电流冲击能力。通态压降比VDMOSFET低。输入阻抗高，输入特性与MOSFET类似。与MOSFET和GTR相比，耐压和通流能力还可以进一步提高，同时保持开关频率高的特点。开关电源概述-电力电子回顾IGBT的特性和参数特点可以总38对IGBT、GTR、GTO和电力MOSFET的优缺点的比较如下表：

对IGBT、GTR、GTO和电力MOSFET的优缺点的比较如39开关电源概述-电力电子回顾使电力电子器件工作在较理想的开关状态，缩短开关时间，减小开关损耗。对装置的运行效率、可靠性和安全性都有重要的意义。一些保护措施也往往设在驱动电路中，或通过驱动电路实现。驱动电路的基本任务：按控制目标的要求施加开通或关断的信号。对半控型器件只需提供开通控制信号。对全控型器件则既要提供开通控制信号，又要提供关断控制信号。驱动电路——主电路与控制电路之间的接口开关电源概述-电力电子回顾驱动电路——主电路与控制电路之40开关电源概述-电力电子回顾驱动电路还要提供控制电路与主电路之间的电气隔离环节，一般采用光隔离或磁隔离。

光隔离一般采用光耦合器

磁隔离的元件通常是脉冲变压器图1-25光耦合器的类型及接法a)普通型b)高速型c)高传输比型开关电源概述-电力电子回顾驱动电路还要提供控制电路与主411、开关电源：50Hz单相交流220V电压或三相交流220V/380V电压经EMI防电磁干扰电源滤波器，直接整流滤波，然后再将滤波后的直流电压经变换电路变换为数十或数百kHz的高频方波或准方波电压，通过高频变压器隔离并降压(或升压)后，再经高频整流、滤波电路，最后输出直流电压。通过取样、比较、放大及控制、驱动电路，控制变换器中功率开关管的占空比，便能得到稳定的输出电压。图1.1.2开关电源原理框图工作原理：开关电源概述1、开关电源：50Hz单相交流220V电压或三相42图1.1.2开关电源原理框图开关管占空比定义为：D=Ton/Ts；

其中Ts为开关管的开关周期,Ton为一个周期内导通用时间。两种改变占空比的控制方式：1）脉冲宽度调制控制(PWM)1、开关电源：2）脉冲频率调制控制(PFM)开关电源概述图1.1.2开关电源原理框图开关管占空比定义为：D=To43图PWM控制方式

1）脉冲宽度控制：

保持开关频率(开关周期Ts)不变，通过改变Ton来改变占空比D，从而达到改变输出电压的目的。

如果占空比D越大，则经滤波后的输出电压也就越高。保持导通时间Ton不变，通过改变开关频率(即开关周期)而达到改变占空比的目的。

工作频率不固定，造成滤波器设计困难。2）脉冲频率控制：开关电源概述图PWM控制方式1）脉冲宽度控制：如果441、各功能块的具体电路简介：

(1)交流进线滤波器图1.1.5交流进线EMI滤波器

该滤波器能同时抑制共模和差模干扰信号。

作用：防止开关电源产生的噪声进入电网，或者防止电网的噪声进入开关电源内部，干扰开关电源的正常工作。

电路结构：

Cc1、Lc和Cc2构成的低通滤波器用来抑制共模干扰信号，其中Lc称为共模电感，其两组线圈匝数相等，但绕向相反，对差模信号的阻抗为零，而对共模信号产生很大的阻抗。Cd1、Ld和Cd2构成的低通滤波器则用来抑制差模干扰信号。开关电源概述1、各功能块的具体电路简介：(1)交流进线滤波器图145(2)启动浪涌电流抑制电路

小功率电源：在整流桥的直流侧和滤波电容之间串联具有负温度系数的热敏电阻。

大功率电路：将上述热敏电阻换成普通电阻，同时在电阻的两端并接晶闸管开关。(3)输出整流电路

小功率电源通常采用半波整流电路，而对于大功率电源则采用全波或桥式整流电路。输出整流电路

半波整流开关电源概述(2)启动浪涌电流抑制电路小功率电源：在46第1章基本开关型调整器开关电源常用的基本拓扑约14种，每种拓扑都有其自身的特点和适用场合。要恰当选择拓扑，熟悉各种不同拓扑的优缺点及适用范围是非常重要的。错误的选择会使电源设计一开始就注定失败。选择依据：输出功率输入输出电压、电流材料成本与可靠性体积大小效率输出稳压精度和纹波大小安装和散热方式抗干扰标准1.1简介第1章基本开关型调整器开关电源常用的基本拓扑约14种，每种471.2线性调整器-开关调整器的原型1.2.1基本工作原理及优缺点由一个工作在线性区的晶体管与负载串联构成。晶体管相当于是一个可变电阻。直流输出电压由于输入电压升高或输出负载电流减小而升高时，串接晶体管（NPN）基极电压下降，其等效电阻阻值加大，使输出电压降低，从而保持采样电压等于参考电压。这种负反馈控制在输出电压由于输入电压或负载电流增加而下降时也同样起作用。此时，误差放大器输出会使串接晶体管基极电压上升，集射极电阻减小，直流输出电压升高，使采样电压等于参考电压。实质上，输入电压的任何变化都会被串联晶体管等效电阻所调整，使输出电压保持不变，其恒定程度与反馈放大器的开环增益相关。图1.1（a）Q1与负载串联起可变电阻作用；负反馈环通过改变其阻值以保持输出电压Vo的稳定。（b)线性调整器的压差。若串联NPN型晶体管，则应保证交流输入电压Vac最低时对应的直流电压的纹波谷值与输出电压Vo之间有2.5V的压差1.2线性调整器-开关调整器的原型1.2.1基本工作原理481.2线性调整器线性调整器的优点：反馈回路完全是直流耦合。由于整个回路没有开关器件，所以回路各点的直流电压都可以预测和计算。电路中没有变压器并且不存在引起RFI噪声的瞬态尖峰电压或电流。由于晶体管不工作在开关状态，所以不存在晶体管的下降电流和上升电压瞬时重叠造成的交流开关损耗。所有功耗只是电路各元件的直流损耗，容易计算。线性调整器的缺点：只能降压，输出与输入之间有公共端，要另加电路隔离。初始直流输入电压一般有工频变压器整流获得，其体积和重量限制了推广应用。串接晶体管存在较大功耗。1.2线性调整器线性调整器的优点：491.2.3串接晶体管的功率损耗所有的负载电流必须通过串接晶体管，其功耗为（Vdc-Vo)×Io，大多数情况下，晶体管最小压差为2.5V。交流网压波动越高，电源效率越低。晶体管损耗越大。设次级滤波电容足够大，忽略输入电压纹波。次级整流获得的直流电压与交流网压波动范围对应，均为±15%，可见，直流输出电压低调整器的效率比输出电压高时低很多。1.2.3串接晶体管的功率损耗所有的负载电流必须通过串接晶501.2.4线性调整器效率与输出电压的关系设输入电压为额定电压的±T%，则工频变压器次级匝数选择应保证网压波动底限输入时三角纹波谷值仍比预期的输出电压大2.5V。若纹波电压峰峰值为Vr，则输入到串接晶体管的直流电压（平均电压）为。通过变压器匝比可以计算出在网压波动高限时，输入到串接晶体管的直流电压为在输入网压高限时，效率为1.2.4线性调整器效率与输出电压的关系设输入电压为额定电511.2.4线性调整器效率与输出电压的关系从图中可见，即使网压波动高限仅为+10%，输出为10V时，效率已低于50%，正是线性调整器的低效率和工频变压器笨重的缺陷促进了开关电源的研制和开发。线性调整器与输入电压的关系曲线1.2.4线性调整器效率与输出电压的关系从图中可见，即使网521.2.5串接PNP晶体管的低压差线性调整器串接NPN晶体管晶体管基极要求注入电流，产生电流电压必须高于（Vo+Vbe），约为（Vo+1）。若基极串接一个电阻，则电阻输入端电压必须高于（Vo+1）以使电流流过。一般用串接晶体管的供电电压（初始直流电压）向基极电阻供电。初始直流电压（网压低限输入时对应的纹波谷值）不能与（Vo+1）（额定基极输入电压）太接近。若太接近，则串接电阻Rb阻值必须很小，以使大电流输出时仍可提供足够的基极电流。但是，在网压高限输入（Vdc-Vo很大)时，Rb将向基极提供过大电流使大量电流转向电流放大器而加大其损耗。所以，要求网压低限输入时对应的纹波谷值电压必须比输出电压保持2.5V（而非1V）最小压差，这样Rb基本称为恒流电阻，流过Rb的电流在整个网压波动范围内基本不变。1.2.5串接PNP晶体管的低压差线性调整器串接NPN晶体531.2.5串接PNP晶体管的低压差线性调整器串接PNP晶体管驱动电流是不是取自Vdc，而是由基极向外流动且流入电流放大器，故没有上述问题。使串接PNP晶体管最小压差可降低到1V甚至0.5V，从而减小损耗提高了效率。就集成电路制造工艺而言，在同样芯片上集成较大电流的PNP晶体管比集成较小电流的NPN晶体管更困难。1.2.5串接PNP晶体管的低压差线性调整器串接PNP晶体541.3BUCK开关型调整器拓扑1.3.1基本工作原理线性调整器串接晶体管的高损耗很难在输出大于5A的场合应用。取代线性调整器的开关型调整器在20世纪60年代开始应用。将快速通断的晶体管置于输入与输出之间，通过调节通断比例（占空比）来控制输出直流电压的平均值，该平均电压由可调宽度的方波脉冲构成，方波脉冲的平均值就是直流输出电压。使用合适的LC滤波器可将方波脉冲平滑成无纹波直流输出。整个电路采用输出负反馈，通过检测输出电压并结合负反馈控制占空比，稳定输出电压不受输入网压和负载变化的影响。1.3BUCK开关型调整器拓扑1.3.1基本工作原理551.3.1BUCK开关型调整器拓扑基本工作原理Q1作为开关与直流输入Vdc串联。在开关周期T内，导通时间为Ton。V1点波形为矩形波，Ton时段电压为Vdc，其余时段为零。平均值为VdcTon/T，LoCo滤波器使Vo成为幅值等于VdcTon/T的无尖峰无纹波的直流电压。采样电阻R1和R2检测输出电压，并将其输入误差放大器与参考电压比较，放大的误差电压输入到脉宽调整器。1.3.1BUCK开关型调整器拓扑基本工作原理Q1作为561.3.2BUCK调整器拓扑主要电流波形Q1导通时，加在Lo上的电压为（Vdc-Vo）。由于电感上的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为dI/dT=（Vdc-Vo）/Lo,这使电感电流为有阶梯的斜波。Q1关断时，加在Lo上的电压为（Vo+1）。由于电感上的电压恒定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为dI/dT=（Vo+1）/Lo,这使电感电流为有阶梯的斜波。1V为续流二极管压降。图1.4d为流过开关管电流图1.4e为流过续流二极管电流图1.4f为输出电流波形1.3.2BUCK调整器拓扑主要电流波形Q1导通时，加571.3.3BUCK调整器效率电路的所有损耗就是开关管和续流二极管的导通损耗加上开关管的交流开关损耗，开关管导通瞬间，上升电流和下降电压有重叠，会造成导通损耗，在开关管关断瞬间，下降电流和电压有重叠，会造成关断损耗。1.3.3BUCK调整器效率电路的所有损耗就是开关管和续581.3.5BUCK调整器理想开关频率选择高频率以减小滤波器件的体积。交流损耗与开关周期成反比。提高频率使损耗加大，降低效率，增加散热面积。在25～50kHz范围内，BUCK调整器的整个体积可随频率的增大而减小。目前，可以考虑改善通风条件，合理选用开关管和续流二极管，降低导通损耗，减小散热面积，提高工作频率。目前工作频率已经做到100kHz以上。1.3.5BUCK调整器理想开关频率选择高频率以减小滤波591.3.6输出滤波电感开关管电流波形为阶梯斜波。斜波中点电流值等于直流输出电流Io。输出电流减小时，由于施加在电感两端电压不变，斜波斜率也不变，但斜波中点电流值下降。当Io=(I2-I1)/2，即为斜波电流幅值dI的一半时，斜波阶梯为零，电感进入不连续工作模式，电压和电流的波形将发生较大变化。开关管导通时间会急剧下降，输出电压基本维持不变。因为开关管的导通压降随着电流的降低也略有减小，使V1点输出稍有增加。开关管和续流二极管电流之和的平均值是直流输出电流，一旦电感进入不连续工作模式且直流输出电流波形的阶梯降到零，则只有通过减小开关管导通时间来减小电流的平均值，负反馈环节将自动调整开关管导通时间。1.3.6输出滤波电感开关管电流波形为阶梯斜波。斜波中点601.3.7输出滤波电容滤波电容的选择必须满足输出纹波的要求。电容可以等效为电阻Ro和电感Lo与其的串联。Ro称为等效串联电阻（ESR），Lo称为等效串联电感（ESL）。在约300kHz或500kHz以下频率Lo可以被忽略，输出纹波仅由Ro和Co决定。大多数情况下，Co决定的纹波分量比Ro决定的纹波分量要小。Ro决定的纹波分量与（I2-I1）（电感斜波电流峰峰值）成正比，而由Co决定的纹波分量与流过Co电流的积分成正比，两者相位不同。1.3.7输出滤波电容滤波电容的选择必须满足输出纹波的要611.3.8直流隔离输出的调整器电压调节与主输入电压直流隔离的可调直流输出。当开关管关断时，加在N2上的电压为N2/N1(Vo+0.4)，经过整流后，输出N2/N1(Vo+0.4)-0.4，由于开关管导通时，D2反偏，故输出与Vdc无关。电容选择足够大，以保证在较长的开关管导通时间内输出电压不会下降。由于N1与N2是互相直流隔离，所以可通过改变匝数比来输出不同的输出电压。1.3.8直流隔离输出的调整器电压调节与主输入电压直流隔621.4BOOST开关调整器拓扑1.4.1基本原理从低压输入得到高压输出的开关调整器。在直流电压和开关管之间串接电感，电感通过整流二极管给输出电容及负载供电。当Q1在Ton时段导通时，L1的电流线性上升直到Ip=VdcTon/L1，存储了能量E=0.5L1Ip2。由于在Q1导通时段输出电流完全由Co提供，所以Co应选得足够大，使在Ton时段向负载供电时其电压降低能满足要求。1.4BOOST开关调整器拓扑1.4.1基本原理631.4.1BOOST开关调整器基本原理Q1关断时，由于电感电流不能突变，L1电压极性反向，L1经D1向Co充电，使Co电压高于Vdc。此时Vdc和电感储能给负载提供电流并补充Co单独向负载供电时损失的电荷。输出电压的调整是通过负反馈环控制Q1导通时间实现的，若直流负载电流上升，则导通时间会自动增加为负载提供更多能量，若Vdc下降而Ton不变，则峰值电流即L1的储能会下降，导致输出电压下降，但负反馈环会检测到电压的下降，并通过增大Ton来维持输出电压恒定。1.4.1BOOST开关调整器基本原理Q1关断时，由于电641.4.2BOOST开关调整器定量分析若Q1下次导通之前，流过D1的电流已经下降到零，则认为上次Q1导通时存储于L1的能量已释放完毕，电路工作于不连续模式。若每周期一次将所有能量都传递到负载，则从L1传递到负载的功率为而在L1电流线性下降到零的时段里，同样的电流流过Vdc，她同时提供能量Pdc，为Tr时段的平均电流乘以占空比和Vdc，即输送到负载的总功率为而Ip=VdcTon/L1,得到最后得到负反馈环根据上式对输入电压和负载变化进行调整以保持输出稳定，如果Vdc和Ro下降或上升，则反馈环会增大或减小Ton来保持Vo稳定。1.4.2BOOST开关调整器定量分析若Q1下次导通之前651.4.3BOOST开关调整器工作模式若D1电流在Q1下次导通之前下降到零，则电路工作于不连续工作模式。若电流在关断时间结束时还未下降到零，则由于电感电流不能突变，Q1下次导通时电流上升会有一个阶梯。Q1和D1上的电流将呈阶梯斜坡形状，此时电路工作于连续模式。若反馈环在不连续模式工作正常，则当Ro或Vdc减小时，反馈环会增加Ton以保持输出电压恒定。若Ro或Vdc持续减小，则可能使Ton增大，到下次导通之前D1电流仍未降到零，此时电路进入连续工作模式。1.4.3BOOST开关调整器工作模式若D1电流在Q1下661.4.3BOOST开关调整器工作模式能使不连续模式下反馈环稳定工作的误差放大电路，不能使连续模式下的反馈环稳定，并会产生振荡。连续模式的BOOST电路存在右半平面零点。稳定有右半平面零点的反馈环的唯一办法是大幅减小误差放大器的带宽。应恰当选择Ton，以保证在Ton最大时，D1电流能降为零，并且与Q1再次导通之间留有一定的死区时间。1.4.3BOOST开关调整器工作模式能使不连续模式下反671.4.4不连续模式下的BOOST参数设计D1电流在Q1再次导通时正好降到零。这是不连续工作模式的临界点。若T给定，适当选择Vdc、Ton、Ro和L1的值就能使电路工作于这一点。在临界不连续情况下，Vdc或Ro的任何微小减少（或负载电流上升）都会导致电路进入连续工作模式。若误差放大器未对连续模式设计，则会引起振荡。在临界不连续情况下，Vdc或Ro的任何减少都会使误差放大器增大Ton来保持Vo的恒定。D1电流开始下降的时间就会推迟，由于Ton的增加，D1下降起始电流值也会加大，就会使Q1下次导通之前D1电流不能降到零，电路进入连续模式。1.4.4不连续模式下的BOOST参数设计D1电流在Q1681.4.4不连续模式下的BOOST参数设计故要恰当选择Ton，以保证在Ton最大（即Vdc和Ro均为规定的最小值）时，D1电流也能降到零并且与Q1再次导通之间仍留有一定的死区时间Tdt。D1电流下降到零时，L1的磁心磁通必然复位到其磁滞回线的起始点。死区时间为周期的20%最大导通时间加上磁心复位时间和死区时间构成整个周期。1.4.4不连续模式下的BOOST参数设计故要恰当选择T691.4.4不连续模式下的BOOST参数设计Tonmax+Tr+Tdt=T，Tonmax+Tr+0.2T=T，即Tonmax+Tr=0.8T。最大导通时间出现在Vdc和Ro最小时。设Vdc和Ro最小时导通（置位）伏秒数与关断（复位）伏秒数相等。则有VdcminTonmax=(Vo-Vdcmin)Tr，故有Tonmax=0.8T(Vo-Vdcmin)/Vo若输出负载电流意外增加超过最大设定值（即Ro减小超过最小设定值）或Vdc下降超过最小设定值，则反馈环会增大Ton来保持Vo恒定，这样会占用死区时间，使电路的工作更接近连续工作模式，为避免这种情况的发生，必须采用箝位电路来限制最大导通时间或最大峰值电流。1.4.4不连续模式下的BOOST参数设计Tonmax+701.4.5磁心伏秒平衡基本电磁定律－－法拉第定律：E=NAe（dB/ｄt）×10-8Ｅ：有磁心的电感或变压器绕组的感应电压（Ｖ）；Ｎ：绕组匝数；Ａｅ：磁心截面面积（ｃｍ２）；ｄＢ：磁心磁通密度变化（高斯）（磁密方向随绕组电压极性不同而不同）；ｄｔ：磁通变化时间（ｓ）。若向Ｎ匝绕组施加持续时间为ｄｔ的电压Ｅ，则根据法拉第定律，产生的磁密变化为：1.4.5磁心伏秒平衡基本电磁定律－－法拉第定律：E=N711.4.5磁心伏秒平衡若绕组施加了同名端为正的电压使磁心发生正向磁密变化dB＝B2－B1，则再次向该绕组施加正向电压之前，必须向其加反压使其精确复位到B1。若磁心磁密从B1移到B2后，加反压使它复位到只比B1高一点，则若干周期后，磁心磁密都会达到磁滞回线饱和段使磁心饱和，由于饱和的磁心无法承受电压，输入电压会突然施加到开关管造成损坏。1.4.5磁心伏秒平衡若绕组施加了同名端为正的电压使磁心721.4.5磁心伏秒平衡从法拉第定律可知，时间dt内电压E引起的磁密变化dB与伏秒数Edt成正比，若磁心被某给定伏秒数置位，则必须施加与该伏秒数极性相反且精确相等的伏秒数使其复位。在开关管导通期间，L1的同名端为正，磁心被伏秒数VdcTon（忽略Q1的导通压降）驱动沿磁滞回线置位。Q1关断时，L1电压极性反向（异名端为正），磁心磁密会沿磁滞回线回复到起始点。复位期间，L1的电压为（Vo-Vdc）（忽略D1的导通压降）。为保证磁心磁密总能无偏差的复位到磁滞回线的初始点，导通（置位）伏秒数必须与关断（复位）伏秒数相等。1.4.5磁心伏秒平衡从法拉第定律可知，时间dt内电压E73第2章推挽和正激变换器拓扑引言包括推挽、单端正激变换器及后者的改进型------双端正激变换器和交错正激变换器。共同特点利用变压器把能量传递到负载，由于输出回路和输入回路不共地，所以可以利用变压器多个次级绕组实现多路输出。第2章推挽和正激变换器拓扑引言包括推挽、单端正激变换器742.2.1推挽拓扑基本工作原理推挽主要由带多个次级绕组的变压器T1组成，每个次级绕组都提供一组相位相差1800的方波脉冲，脉冲幅值由次级绕组匝数决定，脉冲宽度都相同，均由接于次级主输出Vm的负反馈控制电路决定。Ns1、Ns2为从输出绕组。Q1、Q2基极驱动为两个幅值相等、脉宽可调、相位相差1800的脉冲。控制电路基本上与其他调整器控制电路一样。2.2.1推挽拓扑基本工作原理推挽主要由带多个次级752.2.1推挽拓扑基本工作原理导通时段，开关管的基极驱动必须足够大，以使在整个电流范围内，都能够把每个初级半绕组的底端电压拉低到等于开关管饱和导通压降Vce(sat)，约为1V，故当任意一个开关管导通时，都提供给对应初级半绕组幅值为（Vdc-1）的方波电压。输出整流二极管正向压降Vd，阴极输出是导通时间为Ton，幅值为(Vdc-1)(Ns/Np)-Vd的平顶方波。输出脉冲的占空比为2Ton/T。脉冲幅值不变，脉宽可调。2.2.1推挽拓扑基本工作原理导通时段，开关管的基762.2.1推挽拓扑基本工作原理假设D1、D2为肖特基二极管，其正向压降为0.5V。输出Vm直流平均电压为Vm接入负反馈，控制导通时间Ton，Vm随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出，使Vm保持不变。2.2.1推挽拓扑基本工作原理假设D1、D2为772.2.2输入及负载变化时从输出的调节当输入Vdc变化时，保持Vm恒定的负反馈环就会起作用，改变导通时间Ton，使从输出也保持不变，同样，Vs1和Vs2也保持恒定。如果主输出负载电流变化，则整流二极管正向压降会有少许变化，其阴极输出峰值也会有少许变化。假定肖特基整流二极管正向压降为0.5V，负载变化很大时，正向压降会有±0.1V的波动，当Vm负载变化时，负反馈环调整Ton来保持Vm恒定。2.2.2输入及负载变化时从输出的调节当输入Vdc变化782.2.2输入及负载变化时从输出的调节若Vdc没有变化而导通时间Ton改变，则将导致Vs1和Vs2变化，主输出电流变化造成从输出电压变化，称为交叉调节，从输出电压也会因自身输出电流的变化而变化，从输出电流的变化会导致自身整流二极管正向压降的变化，从而导致输入到LC滤波器的电压峰值变化，当然这些变化不能由监控Vm变化的负反馈环来调节，但是只要从电感L2和L3特别是主电感L1工作在连续模式，从输出电压就依然可以稳定在±5%～±8%范围内。2.2.2输入及负载变化时从输出的调节若Vdc没有变化792.2.3从输出电压实际值尽管从输出电压变化较小，但其实际输出不能精确调节。从输出电压实际值由Ton及相应的次级匝数Ns1、Ns2决定，而Ton是由保持主输出恒定的负反馈决定的。另外，因为次级从绕组的匝数只能按整数改变，所以从输出电压实际值不能很精确的设置。如果要精确调节从输出电压，可将其设计得比实际要求的高，然后通过一个线性调整器或BUCK调整器将其降到所要求的精确值。2.2.3从输出电压实际值尽管从输出电压变化较小，但其802.2.4主输出电感的最小电流限制当有从输出时，直到主输出电流降到最小值，也不允许主输出电感在不连续工作模式下运行。当主电感进入不连续状态时（电感电流低于最小电流值），Ton明显下降，从输出电压也随之明显下降，不过，反馈环仍能保持主输出电压恒定。同样，从输出在其输出电流范围内也不允许不连续运行。2.2.4主输出电感的最小电流限制当有从输出时，直到主812.2.5推挽拓扑中的磁通不平衡最早期的拓扑之一，至今仍在应用。可有多个输出，输出和输入及各输出之间不共地，输出电压可高于或低于直流输入电压。主输出可调节适应输入和负载的变化。只要输出电感工作在连续状态，从输出也同样可以调节适应输入电压的变化，对负载变化，从输出可保持在约5%的稳定范围内。这种拓扑被广泛应用且大多数情况下运行良好，然而，当输出功率大幅增加时，会出现功率管无故损坏的情况。这种故障主要由于磁通不平衡。2.2.5推挽拓扑中的磁通不平衡最早期的拓扑之一，至今822.2.5推挽拓扑中的磁通不平衡正常工作时，磁芯的磁通变化在B1和B2之间，磁芯损耗会随频率的上升而迅速增大。如果两开关管分别导通时，变压器初级绕组施加的伏秒数相等，则一个周期后，磁芯会从B1上升到B2，正好又返回到B1。但只要伏秒数稍有不等，磁芯就不能回到起点，若干周期后，磁芯将偏离磁滞回线，进入饱和区，饱和区的磁芯不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。2.2.5推挽拓扑中的磁通不平衡正常工作时，磁芯的磁通832.2.5推挽拓扑中的磁通不平衡如果开关管是MOSFET管，则磁通不平衡问题相对好很多。首先MOSFET没有存储时间，两组栅极信号脉宽相等，两个开关管导通时间相等，由于MOSFET管的导通压降随温度升高而增加的特性提供了负反馈作用，有助于纠正磁通不平衡问题，设伏秒数开始不平衡，则伏秒数较大的半周期内，由于磁芯开始移向磁滞回线弯曲部分，流过对应开关管的电流就较大，有较大电流的开关管，管温增加，导通压降也增大，将使对应绕组上的电压降低，从而降低该半周期的伏秒数，使流过该开关管的电流减小，恢复正常。2.2.5推挽拓扑中的磁通不平衡如果开关管是MOSFE842.2.8磁通不平衡的解决方法磁芯加气隙：当磁芯偏离到磁滞回线弯曲部分时，磁通不平衡就变得严重了。励磁电流开始按指数规律增大。将磁滞回线弯曲部分延长，磁芯可以承受更大的直流电流偏置或伏秒数不平衡。增加初级绕组电阻：磁通不平衡时，伏秒数较大的初级半绕组流过较大的峰值电流，使绕组电阻压降增大，降低该初级半绕组的伏秒数，恢复电流平衡。所加电阻可串接在开关管任一端。匹配功率开关管：开关管存储时间和导通压降相等。开关管参数匹配。使用MOSFET功率开关管：导通压降随温度升高而增加。使用电流模式拓扑：最佳方法是使用改进的双管推挽拓扑，电流模式拓扑。其基于逐个脉冲监视每个推挽开关管的电流，强制每个交替脉冲的幅值相等，从而解决磁通不平衡问题。2.2.8磁通不平衡的解决方法磁芯加气隙：当磁芯偏离到852.2.9功率变压器设计确定了总输出功率，变压器设计先从选择磁芯开始，磁芯的有效输出功率根据工作频率、最大工作磁通密度、磁芯面积Ae、窗口面积Ab及各绕组电流密度确定。选择原则是通过迭代运算尽量减小变压器尺寸和减少温升。磁芯框架绕线的合理顺序对于改善绕组间的耦合，减少集肤效应和邻近效应造成的铜耗是十分重要的。2.2.9功率变压器设计确定了总输出功率，变压器设计先862.2.9.2开关管最大导通时间当Vdc下降时，变换器会通过增加导通时间Ton来维持输出电压Vm恒定。当直流输入电压下降到最小值Vdcmin，导通时间Ton最大。不过最大导通时间不能超过开关周期的一半，否则，复位伏秒数将小于置位伏秒数。磁芯将饱和。由于双极性晶体管有存储时间，故基极驱动时间一定要小于半个周期。否则，集射极导通时间与另一个开关管导通时间重叠。采取箝位电路以限制导通时间不超过半周期的80%。2.2.9.2开关管最大导通时间当Vdc下降时，变换器872.2.9.3初级匝数的选择根据法拉第定律，初级匝数Np由初级上的最小电压（Vdcmin-1)和最大导通时间确定。式中，Ae为已选择的磁芯面积，Vdc和T为已知，故只要选定dB（0.8T/2时间内的磁通变化），就可以确定初级匝数。初级匝数与磁通变化量dB成反比，一般尽量取最大的dB而使Np最小。较少的匝数意味着可用较大规格的导线，则给定的磁芯可承受较大的电流并获得较大的输出，可以降低变压器成本和杂散寄生电容。即使磁芯损耗允许，也最好把最大磁密限制在±1600G内。2.2.9.3初级匝数的选择根据法拉第定律，初级匝数N882.2.10初次级绕组电流直流输入电源Vdc电流可以从变压器中心抽头检测。所有次级阶梯斜坡电流以各自匝比折算到初级，再加上励磁电流就是初级电流。直流输入电压为最小值Vdcmin，开关管导通时间为半周期的80%，假设电流脉冲等效为平顶波，其幅值Ipft为斜坡中点处的电流值。假设效率为80%，则Pin=1.25Po=Vdcmin×0.8IpftIpft=1.56Po/Vdcmin2.2.10初次级绕组电流直流输入电源Vdc电流可以从892.2.10.2初级电流有效值每个初级半绕组每周期仅承担一个Ipft脉冲，故其占空比为(0.8T/2)/T，即0.4。对于占空比为D，幅值为Ipft的平顶波脉冲，其有效值为：根据已知的输出功率和规定的最小直流输入电压，即可求出每个初级半绕组的电流有效值。2.2.10.2初级电流有效值每个初级半绕组每周期仅承902.2.11开关管的电压应力及漏感尖峰由于两个初级半绕组的匝数相等，所以任一个开关管导通时，另一个开关管的集电极将承受至少两倍的直流电源电压。最大电压应力为最大直流电源电压的两倍加上漏感尖峰。关断瞬间，开关管流过的电流以斜率di/dt快速下降，产生以漏感底端为正，幅值为Els=Lldi/dt的尖峰。设计惯例是假设漏感尖峰为两倍最大直流输入电压的30%来选择开关管。开关管承受最大电压应力为：2.2.11开关管的电压应力及漏感尖峰由于两个初级半绕912.2.11开关管的电压应力及漏感尖峰漏感的产生是由于某些初级（次级）磁通没有通过磁芯耦合到次级（初级），而是通过空气闭合返回到初级（次级）。使用长中心柱变压器磁芯，把次级夹在两个初级半绕组之间，可以使漏感减小。在开关管集电极两端接入RCD缓冲网络，可以减小漏感尖峰。同时减少开关管下降电流与集电极上升电压之间重叠而产生的交流开关损耗。2.2.11开关管的电压应力及漏感尖峰漏感的产生是由于922.2.12功率开关管损耗设上升时间和下降时间都等于Ts，开关周期为T则开关管在一个周期内总开关损耗为：2.2.12功率开关管损耗设上升时间和下降时间都等于T932.2.12.2功率开关管直流导通损耗简单的说，每个开关管最大直流损耗是其导通压降、导通电流及占空比的乘积。即：则每个开关管的总损耗为：2.2.12.2功率开关管直流导通损耗简单的说，每个开942.2.14.1输出电感的设计主输出和从输出的输出电感都不允许进入不连续工作模式。而选取Ns，使Vdc及相应Vi最小时Ton为0.8T/2，于是如果最小电流Idcmin规定为额定电流Io的1/10，则2.2.14.1输出电感的设计主输出和从输出的输出电感952.2.14.2输出电容的设计输出电容Co的选择应满足最大输出纹波电压的要求，输出纹波几乎完全由滤波电容的ESR（等效串联电阻Ro）的大小决定，而不是由电容本身的大小决定，纹波电压峰峰值Vr为式中，dI是所选的电感电流纹波的峰峰值。对于铝电解电容，在很大容值及额定电压范围内，其RoCo的乘积基本不变，范围是50×10-6～80×10-6。故Co为2.2.14.2输出电容的设计输出电容Co的选择应满足962.3.1正激变换器基本工作原理这种拓扑是由推挽拓扑派生出来的。且没有磁通不平衡的缺点，因为正激变换器只有一个开关管，同推挽电路相比，正激电路更加经济且体积较小。同推挽一样，讨论的电路也有一个主输出Vom，两个从输出Vs1、Vs2。主输出接入负反馈，根据输入及负载变化控制Q1的导通时间以保持Vom恒定。当导通时间由反馈环固定后，从输出在输入电压变化的情况下也能保持恒定，但当它们自身或主输出负载变化时，从输出只能相对的保持恒定（误差约5%---8%）。2.3.1正激变换器基本工作原理这种拓扑是由推挽拓扑派972.3.1正激变换器基本工作原理在正激变换器中，推挽电路的一个开关管已被二极管D1所取代。当Q1导通时，初级绕组Np及所有次级绕组的同名端相对于异名端为正。电流及能量流入Np的同名端。所有整流二极管正向偏置，电流和能量从所有次级绕组的同名端流出到LC滤波器和负载。2.3.1正激变换器基本工作原理在正激变换器中，推挽电982.3.1正激变换器基本工作原理推挽及buck调整器均为能量在开关管Q1导通时流入负载的，故都属于正激变换器。相反，boost调整器以及反激变换器，是在开关管导通时将能量存储于电感或变压器初级，然后在开关管关断时将能量传递给负载。这些能量存储类拓扑可运行在不连续或连续模式，与正激拓扑有根本的不同。2.3.1正激变换器基本工作原理推挽及buck调整器均992.3.1正激变换器基本工作原理Q1导通期间（Ton），主输出整流管阴极的电压很高，设Q1导通压降为1V，整流管正向压降为VD2，则该高电压Vomr为当Q1关断时，存储于T1的电流使Np的电压反向。此时所有初次级绕组的同名端相对于异名端变负。如果没有D1箝位，Nr同名端电压将很负，因为Np和Nr匝数相等，故Np异名端上的正电压变得很大，使Q1雪崩击穿而损坏。Nr同名端电压被D1箝位于比地电位低一个二极管压降，若T1无漏感，则Np上电压与Nr相等，忽略D1正向压降，则Np和Nr上电压均为Vdc，Q1集电极电压为2Vdc。2.3.1正激变换器基本工作原理Q1导通期间（Ton）1002.3.1正激变换器基本工作原理Q1关断时，当励磁电感电流使Np的电压反向，且其异名端电压（2Vdc）持续的时间足以使其复位伏秒数与置位伏秒数相等，则磁芯能回到其磁滞回线的起始位置，