数字电视原理5章课件2

6.1数字电视传输系统

6.2能量扩散

6.3纠错编码

6.4数据交织和解交织

6.5格状编码(TCM)

6.6美国ATSC数字电视地面广播系统

习题

第6章数字电视传输6.1数字电视传输系统

6.2能量扩散

6.36.1数字电视传输系统数字电视信号是一种数字信号，数字电视传输系统归属于数字通信系统范筹，遵循数字通信系统的一般规律。数字电视传输系统中对信号的处理方法、关键技术以及很多名词术语都来自于数字通信系统，所以我们先从数字通信系统概念引出数字电视传输系统概念。6.1.1数字通信系统数字通信系统的组成如图6.1.1所示。整个通信系统包括信源部分、信道部分和信宿部分。信源部分主要由信源编码组成，信道部分主要由信道编码、传输线路(也简称信道)、信道解码组成，信宿部分主要由信源解码组成。6.1数字电视传输系统图6.1.1数字通信系统的组成图6.1.1数字通信系统的组成在数字电视传输系统中，信源部分又可细分为数字视频信源压缩编码、数字音频信源压缩编码、数据编码、节目流多路复用、传输流多路复用等，如图6.1.2所示。节目流多路复用是将数字视频信源压缩编码、数字音频信源压缩编码、数据编码三种信号复用在一起成为节目流。传输流多路复用是将多个节目流复用在一起形成传输流。在数字电视传输系统中，信源部分又可细分为数字视频信源压缩图6.1.2信源部分组成框图图6.1.2信源部分组成框图信宿部分是信源部分的反过程，如图6.1.3所示。首先将收到的信号进行传输流多路解复用，变成各个节目流，再从节目流中进行多路解复用，分解送出数字视频信号、数字音频信号、数据信号，最后分别进行解压缩，恢复得到原始的视频信号。信宿部分是信源部分的反过程，如图6.1.3所示。首先将收图6.1.3信宿部分组成框图图6.1.3信宿部分组成框图传输线路包括卫星、微波、光纤、同轴电缆、电话线和地面广播(大气作为媒介)等。为了提高通信的可靠性，信道部分对信号处理极其严格，也极其复杂，处理方法也较多。因此，信道部分又被细分为外信道和内信道，如图6.1.4所示。传输线路包括卫星、微波、光纤、同轴电缆、电话线和地面广播图6.1.4信道部分详图图6.1.4信道部分详图发送端外信道包括外码能量扩散、外码R-S纠错编码、外码数据交织;接收端外信道包括外码数据解交织、外码R-S纠错解码、外码解能量扩散等。发送端内信道包括内码卷积交织、内码卷积编码、内码数字调制;接收端内信道包括内码数字解调、内码卷积解码、内码卷积解交织等。发送端外信道包括外码能量扩散、外码R-S纠错编码、外码数内码卷积编码常采用格状编码。格状编码往往又和调制技术有机地结合起来。格状编码调制技术又称码调。内信道格状编码的一种是卷积编码(卷积编码的编码方法可以用卷积运算形式表达)，经过卷积编码后，原来无关的数字符号序列前后一定间隔之内有了相关性。应用这种相关性根据前后码符关系来解码，通常是根据收到的信号从码符序列可能发展的路径中，选择出最似然的路径进行译码，比起逐个信号判决解码性能要好得多。然后把编码和调制结合在一起，使符号序列映射到信号空间所形成的路径之间的最小欧氏距离(称为自由距离)为最大。内码卷积编码常采用格状编码。格状编码往往又和调制技术有机用这种信号波形传输时有最大的抗干扰能力。本章后面各节会详细介绍发送侧的编码调制即格状编码方法。格状编码从可能发展的路径中选择出最似然路径要应用动态规划方法，即Viterbi算法。在系统中，从格状编码调制直到解调内信道解码的Viterbi算法解码为止称为内信道，这与单纯的调制和解调相比，降低了对系统工作信噪比的要求，也即降低了发射机的功率。再加上外信道的前向纠错码，可以进一步降低系统差错误码，提高系统的抗干扰能力。用这种信号波形传输时有最大的抗干扰能力。本章后面各节会详细介前面从数字通信系统的观点出发阐述了数字电视传输系统的一般概念。但由于传输线路的不同，传输条件有异。针对各自的不同情况，各个国家提出了不同的传输标准，这些标准在信道部分对信号处理还是有些差别的。数字电视可以通过数字卫星、数字微波、数字光纤网、数字有线电视网进行传输，也可以通过地面广播方式进行传输。传输方式不同，传输前对数字电视信号的处理方式也有所差异。本节主要分析各种不同的传输方式中信号处理的方法。前面从数字通信系统的观点出发阐述了数字电视传输系统的一般6.1.2数字电视卫星传输系统数字电视卫星传输系统发射侧电路框图如图6.1.5(a)所示。它包括数字视频编码、数字音频编码、数据编码、节目流多路复用、传输流多路复用、能量扩散、外码R-S纠错编码、内码卷积交织、内码卷积编码、基带整形、QPSK调制等。经QPSK调制后的中频(IF)信号再经频谱搬移到射频上，经卫星天线发射到卫星上。接收侧电路框图如图6.1.5(b)所示，它是发射侧的反过程，这里不再赘述。6.1.2数字电视卫星传输系统图6.1.5数字电视卫星传输系统(a)发射侧电路框图;(b)接收侧电路框图图6.1.5数字电视卫星传输系统卫星系统既可以是一个单载波系统又可以是多载波系统。数字电视卫星传输是为了满足卫星转发器的带宽及卫星信号的传输特点而设计的。如果我们将所要传输的有用信息称为“核”，那么它的周围包裹了许多保护层，使信号在传输过程中有更强的抗干扰能力，视频、音频以及数据被放入固定长度打包的MPEG-2传输流中，然后进行信道处理。在卫星系统中，信道处理过程如下：

(1)进行同步字节的倒相，倒相字节的长度为每隔8个同步字节进行一次。

(2)进行数据的能量扩散(数据随机化)，避免出现长串的0或1。卫星系统既可以是一个单载波系统又可以是多载波系统。数字电

(3)为每个数据包加上前向纠错的R-S编码，也叫做外码。R-S编码的加入会使原始数据长度由原来的188字节增加到204字节(见DVB标准)。

(4)进行数据交织。

(5)加入卷积码(格状编码)纠错，也称内码。内码的数量可以根据信号的传输环境进行调节。

(6)对数据流进行QPSK调制，见图6.1.5。(3)为每个数据包加上前向纠错的R-S编码，也叫做外对于数字电视卫星直接广播业务(DTH，也称为直接到家业务)，卫星功率是否充分利用对接收天线的尺寸有直接影响。相对来说，由于有码率压缩，对频谱利用率可以放到第二位考虑。为了达到最大的功率利用率又不使频谱利用率有很大的降低，卫星系统最好采用QPSK调制并使用卷积码(格状编码)和R-S级联纠错的方式。在接收端，内码输入端有很大的误码率(10－1~10－2)，但经内码校正输出即可达到2×10－4或更低的误码率，这一误码率相当于外码输出近似无误码(QEF，误码率可在10－10~10－11)，相应于每小时少于一个不可纠正的误码，因此传输系统仍能很好地工作。对于数字电视卫星直接广播业务(DTH，也称为直接到家业务总之，传输系统首先对突发的误码进行离散化，然后加入R-S外纠错码保护，内码纠错码(格状编码)可以根据发射功率、天线尺寸以及码流率进行调节变化。例如，一个36MHz带宽的卫星转发器采用3/4的卷积码(格状编码)可以达到的码流率是39Mb/s，这一码流率可以传送5或6路高质量电视信号。总之，传输系统首先对突发的误码进行离散化，然后加入R-S6.1.3数字电视有线传输系统数字电视有线传输系统发射侧电路框图如图6.1.6(a)所示。为了使各种传输方式尽可能兼容，除信道调制外的大部分处理均与卫星中的处理相同，也即有相同的能量扩散(伪随机序列扰码)、相同的R-S纠错、相同的卷积交织，随后进行的处理是专门用于电缆电视的。首先进行字节(Byte)到符号的映射，如64QAM是将8比特数据转换成6比特为一组符号，然后前2比特进行差分编码再与剩余的4比特转换成相应星座图中的点。该方案可以适应16QAM、32QAM、64QAM三种调制方式。6.1.3数字电视有线传输系统图6.1.6数字电视有线传输系统(a)发射侧电路框图;(b)接收侧电路框图图6.1.6数字电视有线传输系统有线网络系统的核心与卫星系统的相同，但数字调制系统是以正交幅度调制(QAM)而不是以QPSK为基础的，而且可不需要内码(格状编码)编码。该系统采用64QAM，也能够使用16QAM和32QAM。在每一种情况下，在系统的数据容量和数据的可靠性之间进行折衷。更多电平的调制，例如128QAM和256QAM，也是可能的，但它们的使用取决于有线网络的容量和解码器的性能。如果使用64QAM，那么8MHz频道能够容纳38.5Mb/s的有效载荷容量。接收侧电路框图如图6.1.6(b)所示，它是发射侧的反过程，在此不再赘述。有线网络系统的核心与卫星系统的相同，但数字调制系统是以正6.1.4数字电视地面广播传输系统

1.COFDM调制方案对于欧洲数字电视地面广播传输系统，信源仍然采用MPEG-2数字音频、视频压缩编码。其它特点是，采用编码正交频分多路调制(COFDM)方式，它是由内码编码(Code)和正交频分多路调制(OFDM)相组合起来的一种数字调制方式，称做编码正交频分多路调制(COFDM)方式。这种调制方式又可以分成2K载波方式和8K载波方式。COFDM调制方式将信息分布到许多个载波上面，这种技术曾经成功地运用到了数字音、视频广播DAB上面，用来避免传输环境造成的多径反射效应，其代价是引入了传输“保护间隔”。这些“保护间隔”会占用一部分带宽，通常COFDM的载波数量越多，对于给定的最大反射延时时间，传输容量损失越小。但是总有一个平稳点，增加载波数量会使接收机复杂性增加，破坏相位噪声灵敏度，增加了延时。6.1.4数字电视地面广播传输系统

COFDM中各字母的具体技术含义如下：

(1)C为编码Code的英文缩写。为了修正传输中可能出现的差错，信源编码输出的比特流通常要加入冗余进行差错保护，即进行纠错编码。例如，可采用编码率可变的卷积编码——可删除型卷积编码，以适应不同重要性的数据的保护要求。COFDM中各字母的具体技术含义如下：

(2)OFD为正交频分。使用大量的载波(即副载波)以代替通常用于传送一套节目的单个载波。这些副载波有相等的频率间隔，所有副载波的频率都是一个基本振荡频率的整数倍，在频谱关系上是彼此正交的。这些副载波尽管靠得很近，且有部分频谱重叠，但它们携带的信息仍然可以彼此分离。要传送的信息(信源比特流)，按照一定规则被分割后，分配在这些副载波上，每一个副载波可采用四相差分相移键控(4DPSK)方法调制，它需要与4位软判别输出的差分解码相配合。(2)OFD为正交频分。使用大量的载波(即副载波)以代

(3)M为复用。COFDM是一种宽带传输方式，传输的信息不再是单一的节目，而是许多套节目相互交织地分布在上述大量副载波上，形成一个频率块。

COFDM需要的众多载波并不是采用通常的锁相频率合成器来产生的，否则造价、体积、频率相关性都成问题，实际上可以采用离散傅里叶反变换(IDFT)，同时产生所需数量的载波，这样也使控制载波的有无变得非常简单，可实现程序控制。IDFT的具体过程通常是利用快速傅里叶反变换(IFFT)来完成的。在接收端的解码器里，为了使信号恢复原状，需要有离散傅里叶变换(DFT)，实现算法为快速傅里叶变换(FFT)。(3)M为复用。COFDM是一种宽带传输方式，传输的信由于COFDM调制方式的抗多径反射功能，它可以潜在地允许在单频网中相邻网络的电磁覆盖重叠，在重叠的区域内可以将来自两个发射塔的电磁波看成是一个发射塔的电磁波与其自身反射波的叠加。但是如果两个发射塔相距较远，发自两塔的电磁波的时间延迟比较长，系统就需要较大的保护间隔。由该种数字调制方式组成的数字电视传输系统如图6.1.7所示。发射侧电路由节目流多路复用、传输流多路复用、能量扩散、外码R-S纠错编码、外码交织、内码卷积交织、内码卷积编码、OFDM调制和射频输出等部分组成。从前向纠错码来看，由于传输环境的复杂性，COFDM数字电视传输系统不仅包含了内、外码纠错编码(OuterCode，InterCode)，而且加入了内、外码交织(OuterInterleave外码交织，InterInterleave内码交织)，见图6.1.7。接收部分是它的反过程，在此不再赘述。由于COFDM调制方式的抗多径反射功能，它可以潜在地允许图6.1.7带有正交频分多路数字调制的数字电视传输系统(a)发射侧电路框图;(b)接收侧电路框图图6.1.7带有正交频分多路数字调制的数字电视传输系统

2.残留边带(VSB)调制方案

1994年美国大联盟HDTV方案传输部分采用残留边带(VSB)进行高速数字调制，该地面广播收、发系统如图6.1.8所示。对于发射机部分，图像、伴音的打包数据先送入R-S编码器，再经数据交织、格状编码、多路复用(数字视/音频数据、段同步、行同步复用)，再插入导频信号。插入导频信号的目的是便于接收端恢复载波时钟。然后进行残留边带(VSB)调制，最后送往发射机，发射机输出射频。接收机部分是它的反过程，在此不再赘述。2.残留边带(VSB)调制方案图6.1.8残留边带(VSB)调制数字电视传输系统(a)发射机部分;(b)接收机部分图6.1.8残留边带(VSB)调制数字电视传输系统6.2能量扩散在经信源编码(按MPEG-2标准)和传输流复用之后，传输流将以固定数据长度组织成数据帧结构。例如，欧洲DVB标准的传输流复用帧每数据帧的总长度为188字节，其中包括1个同步字节(01000111)。发送端的处理总是从同步字节(47H)的最高位(MSB)(即“0”)开始。每8个数据帧为一帧群。为区别每一帧群的起始点，第一个数据帧的同步字节的每个比特翻转，即由47H变为B8H，而第二至第八个数据帧的同步字节不变。这样，在接收端只要检测到翻转的同步字节，就说明一个新帧群开始。如图6.2.1所示，第一个数据帧的同步字节翻转，实际上是在伪随机信号发生器(即能量扩散)中完成的。6.2能量扩散图6.2.1固定长度数据帧结构图6.2.1固定长度数据帧结构经上述处理后的传输数据流，再按图6.2.2中描述的格式进行数据随机化(即能量扩散)。能量扩散的目的是使数字电视信号的能量不过分集中在载频上或“1”、“0”电平相对应的频率上，从而减小对其它通信设备的干扰，并有利于载波恢复。具体做法是将二进制数据中较集中的“0”或“1”按一定的规律使之分散开来，这个规律由伪随机发生器的生成多项式决定。例如，如果某一时刻“1”过于集中，就相当于该时刻发射功率能量集中在“1”电平相对应的频率上。在另一时刻，如果“0”过于集中，就相当于此时刻发射功率集中在载频上。这种在信号的发射过程中能量过于集中的现象，不利于载波恢复，影响接收效果。如果在信号发射之前，将二进制数据随机化，即能量扩散，使“1”和“0”分布较为合理，即整个数据系列中，数据从“0”到“1”或从“1”到“0”的跳变较为频繁，这大大有利于载波恢复，提高了接收信号的稳定可靠性。数据随机化过程也称数据扰码过程，收、发两端是同步进行的，以确保原始数据的恢复。经上述处理后的传输数据流，再按图6.2.2中描述的格式进图6.2.2数据随机化/去随机化(能量扩散/解扩散电路)图6.2.2数据随机化/去随机化(能量扩散/解扩散电路能量扩散是通过伪随机二进位序列发生器来完成的，需要能量扩散的数字信号送往图6.2.2所示的电路就可完成。伪随机发生器电路是由生成多项式决定的。例如欧洲DVB标准采用的伪随机二进位序列(PRBS)发生器的生成多项式为1+x14+x15能量扩散是通过伪随机二进位序列发生器来完成的，需要能量扩在每8个传送帧开始时，对15个寄存器进行初始化，加载“100101010000000”数据，如图6.2.2所示输入到PRBS寄存器中。为了向扰码器提供初始信号，第一个传输帧的同步字节将自动从47H反转到B8H，这一过程称为“传输流复用调整”。PRBS发生器输出的第一位应与反转后的同步字节(B8H)的第一位(即MSB)相一致。为了向加扰器提供初始信号“100101010000000”，每8个数据帧中第一个数据帧的同步字节(Byte)期间，扰码将继续进行，但输出“使能”端关断，也即第一个数据帧的同步字节并不加扰，未被随机化。因此，PRBS序列帧群的总长度为8×188－1=1503字节。当调制器输入数据流不存在，或者它与传输流格式(1同步字节+187字节数据)不一致时，也必须进行随机化。这是为了避免发送出未被调制的载波。在每8个传送帧开始时，对15个寄存器进行初始化，加载“值得注意的是，收、发两端均采用相同的能量扩散、解扩散电路，而且是同步工作的。图6.2.2中，1~15表示15个移位寄存器，AND表示或门，EX-OR表示异或门。在发送端，数据要进行随机化时，将要随机化的数据从图6.2.2中底下这个异或门的去随机/随机数据输入端口加入，再经异或门随机化后输出已被能量扩散后的随机数据。在接收端，解能量扩散电路也是与发送端电路相同，需要去随机化的数据从图6.2.2中底下这个异或门的去随机/随机数据输入端口加入，再经异或门去随机化后，输出已被解能量扩散后的数据。值得注意的是，收、发两端均采用相同的能量扩散、解扩散电路为了检验其扩散效果，利用图6.2.2的原理现编程序如下：

#include"stdio.h"

main()

{longm();

unsignedb=0,b1,b2,t=0x00a9,t1,t2,res=0,i1,res1;

chari，c，i2;

unsignedlonga，yu，a1;

printf("a=");/*输入16位周期重发数据流*/

scanf("%6ld%10ld"，&a1，&a);

printf("%ld，%ld＼n"，a，a1);为了检验其扩散效果，利用图6.2.2的原理现编程序如下：

for(i=9;i>=0;--i) {c=a1/m(10，i);

yu=a1%m(10，i); if(c>0)b=b+m(2，i+10); a1=yu; }

for(i=9;i>0;--i) {c=a/m(10，i); yu=a%m(10，i);

if(c>0)b=b+m(2，i); a=yu;}for(i=9;i>=0;--i) if(yu>0)b=b+1;

printf("b=%u＼n"，b);/*输入的数据流的十进制值*/

printf("res=");

for(i1=0;i1<=188;i1++)/*数据重发的周期数*/

{b2=b;

for(i2=0，res=0;i2<16;i2++){if(i2!=0)res=res>>1;

t1=t&0x4000;

t2=t&0x2000;

t=t<<1;

t=t&0x7fff; if(yu>0)b=b+1;

t2=t2<<1; t1=t1^t2; t1=t1>>14; t=t|t1; b1=b2&0x0001; b1=t1^b1; b2=b2>>1; res=res|(b1<<15);

} t2=t2<<1; for(i2=0;i2<16;i2++){if(i2!=0)res=res<<1;res1=res&0x8000;

if(res1>0)printf("1"); elseprintf("0");}/*输出的数据流*/

}printf("＼n");

} for(i2=0;i2<16;i2++)

longm(charg，charn)

{inti1;

longk=1;

for(i1=0;i1<n;i1++)k=k*g;

return(k);

}当输入为全1，周期为100时，其结果如图6.2.3所示。当输入8个0及8个1，周期为100时，其结果如图6.2.4所示。显然从以上运行结果可看出原来能量密集情况得以分散。特别是全1情况，更能显现出能量扩散的特征。longm(charg，charn)图6.2.3运行结果1图6.2.3运行结果1图6.2.4运行结果2图6.2.4运行结果26.3纠错编码纵观数字电视信号传输标准(欧洲的DVB、DVB-H，日本的ISDB，美国的VSB，中国的DTTBS、CMMB)，常见的纠错编码有BCH码、R-S码、Turbo码和LDPC码等。

1.BCH码

BCH(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem，三个人名)码是一类重要的循环码，它能在一个分组中纠正多个独立随机差错，属于二元线性循环码。它因纠错能力强、构造方便而被广泛采用。下面我们利用工程上的查表法，求得BCH码的生成多项式。

(1)BCH码的生成多项式如下：g(x)=LCM［m1(x)，m3(x)，…，m2t-1(x)］(6.3.1)其中：t为纠错个数;mi(x)为素(不可约)多项式;LCM为最小公倍数。6.3纠错编码由式(6.3.1)生成的码称为BCH码。

BCH码的最小距离d≥d0=2t+1，其中d0为设计距离。它能纠正t个独立随机差错。

BCH码可分为以下两类:①码长n=2m-1，称为本原BCH码或称为狭义BCH码。②码长n=2m-1的因子，称为非本原BCH码，又称为广义BCH码。由式(6.3.1)生成的码称为BCH码。

(2)利用查表法求生成多项式: m1(x)=(23)8=010011=x4+x+1 m3(x)=(37)8=011111=x4+x3+x2+x+1 m5(x)=(07)8=000111=x2+x+1其中，(××)8表示八进制。(注：本节中的x是按降幂排列的，这是由于二八变换表格中八进制是按降幂排列的。)(2)利用查表法求生成多项式:故求得

g(x)=LCM［m1(x)，m3(x)，…，m2t-1(x)］

=LCM［(x4+x+1)×(x4+x3+x2+x+1)×(x2+x+1)］

=x10+x8+x5+x4+x2+x+1

二进制BCH码的构造的参数约束关系如下：设码长为n，信息位为k，则监督位长度为n－k≤mt

(6.3.2)dmin=2t+1

(6.3.3)纠正t个错误。其中m(m≥3)和t为正整数。故求得例如，有一组信息，码长n=511位，其中信息码元k=493位，校验码元n－k=18位。按BCH码的码长n、信息码元k和纠错能力t之间应符合如下关系:n=2m－1，n－k≤mt式中m为大于3的正整数。现在n＝511=29－1，故m＝9，n－k＝18≤9t，故t＝2，即可以纠正2位误差，所以，每一组数据511位到达解码器后，由BCH解码器解出信息码元493位，如果发现2位或2位以下的错误则可以自动纠正。例如，有一组信息，码长n=511位，其中信息码元k=49

2.R-S码外码纠错编码采用R-S(Reed-Solomon，两个人名)码。R-S码是一种性能优良的分组线性码，在同样编码冗余度下R-S码具有很强的纠错能力。同时由于近年来超大规模集成电路(VLSI)技术的发展，使原来非常复杂、难以实现的译码电路集成化，目前功能很强的、长R-S码的编/译码器芯片也商业化了。因此，R-S码在通信领域已被广泛地应用。当前国际上所提出的各种数字TV地面传输方案无不采用R-S码。以R-S码作为外码，多电平格状编码作为内码的级联码，加上完全的数据交织，为数字TV传输提供强有力的前向纠错能力。下面介绍R-S码的纠错及R-S码在数字电视传输标准中的应用。2.R-S码

1)R-S码的纠错在实际应用中，有限域元素个数一般取为2的幂，即q=2m。于是码长N=2m－1。例如在数字高清晰度电视传输某一方案中，采用(255，245)R-S码。这时m=8，码字由255个8bit字符组成，能纠正t=5个随机错误。在数字高清晰度电视中，R-S码和格状编码级联使用，如果在系统中采用充分的数据交织，则可以认为在R-S译码器输入的数据差错是纯随机的。若用Pbi表示R-S码译码器输入的误比特率，则R-S译码器输入的误符号率为Psi＝1－(1－Pbi)m

(6.3.4)1)R-S码的纠错如果R-S码的最小Hamming距离d=2t+1，则该码可以纠正任意t个符号错误，所以R-S的译码错误概率为(6.3.5)而译码器输出的误符号率为Pso＝1－(1－Pe)1/N

(6.3.6)译码器输出的误比特率为Pbo＝1－(1－Pso)1/m

(6.3.7)如果R-S码的最小Hamming距离d=2t+1，则该码可以

如果格状内码的Viterbi译码器还可以提供关于判决可靠性的边信息(sideinformation)，比如说Viterbi译码中最大路径值和次最大路径值之差是否小于某个门限。若小于某个门限，则可以认为这时的判决是不可靠的，从而输出一个删除空格。R-S码既可用于纠正符号错误，又可用来正确填充删除空格。对于一个距离d=2t+1的R-S码，它可纠正i＜2t个删除错误，同时纠正j＜t(i)个符号错误，其中:如果格状内码的Viterbi译码器还可以提供关于判决可其中［x］表示小于或等于x的最大整数，对于同时纠正符号错误和删除错误的码来说，其译码错误概率为

(6.3.8)其中Pers表示输入符号被删除的概率，输出误比特率由式(6.3.6)和式(6.3.7)求出，其中用Pt代替前面的Pe。同时纠正符号错误和删除错误的R-S码可以进一步提高纠错能力。其中［x］表示小于或等于x的最大整数，对于同时纠正符号错误和

2)R-S码在数字电视传输标准中的应用上述对R-S码进行了理论分析，用于实际工程计算中，我们可以对R-S码总结出如下几个要点。

(1)R-S码的基本参数:①输入信息可分为k×mbit一组，每组k个符号，每个符号由mbit组成。②码长：n=2m－1符号或m(2m－1)bit;信息段：k个符号或bit;可纠错能力：t个符号或mtbit;监督段：n－k=2t符号或m(n－k)=2mtbit;最小距离：d=2t+1符号或md=m(2t+1)bit。2)R-S码在数字电视传输标准中的应用

(2)R-S码的纠错能力:①R-S码同时具有纠正随机与突发差错的能力，且纠突发能力更强。②R-S码可纠正的错误图样有：总长度b1=(t－1)m+1bit的单个突发;总长度b2=(t－3)m+3bit的两个突发;总长度bi=(t－2i+1)m+2i－1bit的i个突发。(2)R-S码的纠错能力:

例如，有一组信息，码长n=204字节，其中信息码元k=188字节，校验码元n－k=16字节。

R-S码的码长n、信息码元k和纠错能力t之间应符合如下关系:n=2m－1，n－k=2t又因校验码元n－k=16字节，可得t=8，故可纠8字节错误。例如，有一组信息，码长n=204字节，其中信息码元k=

3.Turbo码

1993年法国人Berou等在ICC国际会议上提出了一种采用重复迭代(Turbo)译码方式的并行级联码，并采用软输入/软输出译码器，可以获得接收Shannon极限的性能，至少在大的交织器和误码率(BER)近似为10－5的条件下，可以达到这种性能。Turbo码的优良性能，受到移动通信领域广泛的重视，特别是在第三代移动通信体制中，Turbo码被广泛采用。

1)Turbo码编码原理

Turbo码编码原理框图如图6.3.1所示。图中编码器由下列三部分组成：

(1)直接输入部分;

(2)经过编码器1，再经过开关单元后送入复接器;

(3)先经过交织器、编码器2，再经开关单元送入复接器。3.Turbo码图6.3.1Turbo码编码原理框图图6.3.1Turbo码编码原理框图

2)Turbo码译码原理

Turbo码译码原理框图如图6.3.2所示。

(1)并行级联卷积码的反馈迭代结构类似于涡轮机原理(Turbo)，故称为Turbo码。

(2)译码算法采用软输入/软输出(SISO)的BCJR迭代算法。

(3)Berou指出，当分量码采用简单递归型卷积码，交织器大小为256×256时，计算机仿真结果表明：当Eb/No≥0.7dB，BER≤10－5时，性能极其优良。2)Turbo码译码原理图6.3.2Turbo码译码原理框图图6.3.2Turbo码译码原理框图

4.LDPC码

1962年，Gallager首先提出了低密度奇偶校验码(Low-DensityParity-CheckCode，LDPC),该码性能十分接近香农限，而且是可以实现的编码方案，其性能甚至超过了Turbo码。自1995年Mackay和Neal重新发现低密度奇偶校验码的优越性后，越来越多的研究者将注意力集中在LDPC码上，并将其作为未来高速宽带移动通信系统中信道编码的主要备选方案之一。最近几年的研究表明，在非规则图上构造的基于GF(q)域上的LDPC码性能要好于Turbo码，它的性能非常接近香农限。LDPC码是根据稀疏随机图来构造的，因而它的码字之间具有很好的码距离。LDPC码属于线性纠错码，它的校验矩阵是一个稀疏校验阵：4.LDPC码每个码字满足一定数目的线性约束，而约束的数目通常是非常小的。同时由于LDPC码的约束是由一个稀疏图定义的，因而使得它的译码变得较为容易。目前，LDPC码已经成为编码领域的一个新的研究热点。继Turbo码被ISO-2000标准作为第三代移动通信手机中的纠错抗干扰方案后，最近，LDPC码也被LG等大的通信公司采用或提出作为第四代移动通信手机中的纠错抗干扰方案。每个码字满足一定数目的线性约束，而约束的数目通常是非常小的。

LDPC码是一类对应于奇偶校验矩阵的线性分组码。奇偶校验矩阵H

(N－K)αN仅包含0和1且十分稀疏，也就是说，该矩阵1的密度非常低。给定K个信息比特后，长度为N且属于码空间C的所有码字c布满了校验矩阵H的零空间，这里，cHT=0。对于(Wc，Wr)规则LDPC码，其校验矩阵H的每列有Wc个1，每行有Wr个1。式(6.3.9)就是一个H规则矩阵，每列有2个1，每行有4个1。(6.3.9)LDPC码是一类对应于奇偶校验矩阵的线性分组码。奇偶校验若每行或每列“1”的个数不是常数，则这种码称为非规则码。非规则码比规则码的纠错性能更好，但非规则性会增加硬件实现的复杂性和降低运算单元重复使用的效率。

LDPC码可以用一种称为“Tanner”图的双向图来更有效地表示。双向图可以描述为：所有节点分为两类，节点间用无方向的边连接，但这些边不能连接属于同一类的两个节点。这两类节点在Tanner图中称为比特节点和校验节点。Tanner图按如下规则描画：当H中的元素h为1时，校验节点fj(j=1，…，N－K)连接到比特节点xi(i=1，…，N)，图6.3.3表示了根据一个简单的奇偶校验矩阵画的对应的Tanner图。在这个图中，每个比特节点被连接到两个校验节点(比特度数为2),每个校验节点的度数为4。一个节点的度数等于连接到该节点的边的数目。若某节点经过1条边后回到节点本身，则1称为Tanner图的一个周期。若每行或每列“1”的个数不是常数，则这种码称为非规则码。

1)LDPC码编码得到LDPC码的校验矩阵后，我们可以画出相应的Tanner图，从一般的角度考虑LDPC码的编码，首先需要将各信息比特对应到图中各节点，这样所有的校验条件都会被满足。用这种方法，LDPC码的编码问题就会集中到分配信息比特的节点的选择和计算其它比特节点值的技巧上。为了将编码过程表示为矩阵形式，将长度为K的信息比特编码为LDPC码，需要进行以下运算:c=mG这里c是N比特长的码字，G是生成矩阵。1)LDPC码编码例如，我们假设要在某信道上传输信息比特组m=［1，0，1，1］，首先用下面的不规则矩阵H编码：

(6.3.10)例如，我们假设要在某信道上传输信息比特组m=［1，0，1则可求出P矩阵，从而得出矩阵G，即

(6.3.11)输出码字c=mG=［1011001］则可求出P矩阵，从而得出矩阵G，即初看起来，编码会有很大的计算量，因为所有的校验方程都必须得到满足，其计算复杂度与码长的二次方成正比。但实际上，编码可以用更有效的方式完成，其复杂度甚至只有译码复杂度的几分之一。现在存在几种不同的LDPC码编码算法，一些方法利用了校验矩阵的稀疏性来实现有效编码，而另一些方法则利用Tanner图的某些结构使编码更直观和简单，重复累加(Repeat-Accumulate)算法就是一个利用某些结构的Tanner图编码的例子。考虑(7，4)汉明码，将此码经BPSK调制后传经一个AWGN信道，传输的符号为xK∈{±1}，(xK=(－1)k)，可以绘出如图6.3.3所示的Tanner图。初看起来，编码会有很大的计算量，因为所有的校验方程都必须图6.3.3(7，4)汉明码的Tanner图图6.3.3(7，4)汉明码的Tanner图

2)LDPC码译码算法除了在1960年发表的有关LDPC码的原始工作之外，Gallager也提出了一种经过有效优化的译码算法。从那时起，其它的学者也各自发现了相关算法，其中，最成功的是基于迭代计算变量节点所传递信息模型的算法，比如信息传递算法(MessagePassingAlgorithm)、和积算法(Sum-ProductAlgorithm)、置信传播算法(BeliefPropagationAlgorithm)等。用于Turbo码的迭代译码算法是和积算法的一个特例。下面仅讨论和积算法。2)LDPC码译码算法

yK是从信道得到的接收符号，设nK为k比特的噪声图样，则yK=xK+nK。图6.3.4中的边可以看成是迭代计算过程中信息流动的路径。观察与校验矩阵中第一列对应的子图(图6.3.5)，在信息传递算法的一次计算中，节点x1将所有可能获得的信息传给每个校验节点，除去接收节点本身已知的信息。比如图6.3.4中，从x1传给f3的信息是从信道得到的信息y3加上前半次迭代中从f1和f2得到的外信息。外信息是节点之间传递的信息。在每半次迭代中，比特节点和校验节点都要做相应的计算。在另外半次迭代中，如图6.3.5所示，信息向相反的方向传递(从校验节点到比特节点)。当达到了迭代的最大次数或者是所有的校验方程得到满足时，迭代终止。yK是从信道得到的接收符号，设nK为k比特的噪声图样，则图6.3.4信息传入/传出比特节点图6.3.4信息传入/传出比特节点图6.3.5信息传入/传出校验节点图6.3.5信息传入/传出校验节点该译码算法可归纳如下：

(1)初始化节点；

(2)将信息从比特节点传到校验节点；

(3)将信息从校验节点传回比特节点；

(4)由比特节点得到的概率信息计算得到近似的码字，如果cHT=0或者达到最大迭代次数就终止，否则继续迭代。

LDPC由于性能优良，国内外很多学者倾心研究，新的编、译码方法层出不穷，望读者多关心相关报导。该译码算法可归纳如下：6.4数据交织和解交织纠错编码在实际应用中往往要结合数据交织技术。因为许多信道差错是突发的，即发生错误时，往往是有很强的相关性，甚至是连续一片数据都出了错。这时由于错误集中在一起，常常超出了纠错码的纠错能力，因此在发送端加上数据交织器，在接收端加上解交织器，使得信道的突发差错分散开来，把突发差错信道变成独立随机差错信道，这样可以充分发挥纠错编码的作用。交织器就是使数据顺序随机化，它分为周期交织和伪随机交织两种。信道之中加上交织与解交织，系统的纠错性能可以提高好几个数量级。6.4数据交织和解交织

数据交织也称数据交织编码，交织编码是通过交织与解交织将一个有记忆的突发差错信道改造为基本上是无记忆的随机独立差错的信道，然后再用纠随机独立差错的码来纠错。交织可分为块交织和卷积交织，下面先介绍块交织。数据交织也称数据交织编码，交织编码是通过交织与解交织将

1.块交织

1)块交织原理块交织在发送端是将已编码的数据构成一个m行n列的矩阵，按行写入随机存储器(RAM)，再按列读出送至发信信道。在接收端将接收到的信号按列顺序写入RAM，再按行读出。假设传输过程中的突发错误是整列错误，但在接收端，纠错是以行为基础的，被分配到每行只有一个错误。这样，把连续的突发错误分散为单个随机错误，有利于纠错。下面采用矩阵形式再进行详细分析。1.块交织

(1)设发送端待发送的一组信息为

X=(A01，A02，A03，A04，A05，A06，

A07，A08，A09，A10，A11，A12，A13，

A14，A15，A16，A17，A18，A19，A20，

A21，A22，A23，A24，A25)(1)设发送端待发送的一组信息为

(2)交织存储器为一行列交织矩阵，它按列写入按行读出：(6.4.1)(2)交织存储器为一行列交织矩阵，它按列写入按行读出：(3)交织器输出并送入突发信道的信息为

X′=(A01，A06，A11，A16，A21，A02，

A07，A12，A17，A22，A03，

A08，A13，A18，A23，A04，A09，

A14，A19，A24，A05，A10，A15，A20，A25)(3)交织器输出并送入突发信道的信息为

(4)设信道产生两个突发错误：第一个产生于A01，A06，A11，A16，A21，连错5位;第二个产生于A03，A08，A13，A18，连错4位。(4)设信道产生两个突发错误：第一个产生于A01，A0

(5)突发信道输出端的信息为X″，它可表示为

X″=(A01，A06，A11，A16，A21，

A02，A07，A12，A17，A22，

A03，A08，A13，A18，A23，A04，

A09

，A14，A19，A24，A05

，A10，

A15，A20，A25)(5)突发信道输出端的信息为X″，它可表示为

(6)接收端进入解交织后，送入另一存储器，也是一个行列交织矩阵，按行写入，按列读出：

(6.4.2)(6)接收端进入解交织后，送入另一存储器，也是一个行列

(7)解交织存储器的输出为: =(A01，A02，A03，A04，A05，A06，A07，A08，

A09，A10，A11，A12，A13，A14，A15，A16，

A17，A18，A19，A20，A21，A22，A23，A24，A25)由上可见，经过交织矩阵与解交织矩阵后，原来信道中的突发错误，即两个突发5位连错和4位连错变成了

中的随机性的独立差错(见画线部分)。(7)解交织存储器的输出为:

2)块交织的基本性质设分组长度L=M×N，即由M列到N行的矩阵构成，其中交织存储器是按列写入按行读出，然后送入信道，进入解交织矩阵存储器，其中解交织矩阵存储器是按行写入按列读出。利用这种行、列倒换，可将突发信道变换为等效的随机独立信道。这类交织器属于分组周期性交织器，具有如下性质：

(1)任何长度l≤M的突发差错，经交织后成为至少被N－1位隔开后的一些单个独立差错;2)块交织的基本性质

(2)任何长度l>M的突发差错，经解交织后，可将长突发差错变换成长度为l1=l/M的短突发差错;

(3)在不计信道时延条件下完成交织与解交织变换，将产生2MN个符号的时延，其中发、收端各占一半;

(4)在很特殊的情况下，周期为M的k个单个随机独立差错序列，经交织与解交织后会产生长度为l的突发差错。(2)任何长度l>M的突发差错，经解交织后，可将长突发由以上的性质可见，块交织器是克服深衰落的有效方法，并已在数字通信中获得广泛应用。但主要缺点是带来附加的2MN个符号的延时，对实时业务如图像和声音带来不利的影响。上面讨论的块交织有两大缺点：附加延时和变随机独立差错为突发差错。为克服这两大缺点，提出了卷积交织。卷积交织器可以仿照块交织来组成，即把行、列形成的块状交织，从左上角到右下角作一对角线，对角线以下的部分组成发送端交织器，对角线以上的部分为接收端解交织器。很显然，在相同数据交织的情况下，器件、延时各少了一半。由以上的性质可见，块交织器是克服深衰落的有效方法，并已在

2.卷积交织

(1)卷积交织的原理图如图6.4.1所示。它的性质与块交织相似。图6.4.1中以箭头表示的4个开关自上而下往返同步工作。M表示能存储5bit的移位寄存器。①将来自编码器的信息符序列送入并行寄存器组;②接收端的寄存器与发送端互补。下面仍以L=MN=5×5=25个信息序列为例加以说明。2.卷积交织图6.4.1卷积交织的原理图(a)发送端交织;(b)接收端解交织图6.4.1卷积交织的原理图

(2)设待传送信息序列为

X=(A01，A02，A03，A04，A05，A06，A07，A08，

A09，A10

，A11，A12，A13，A14，A15，

A16，A17，A18，A19，A20，A21，A22

，A23，

A24，A25)(2)设待传送信息序列为

(3)发送端交织器是码元分组交织器，25个信息码元分为5行5列。按行输入：①当A01输入交织器，将直通至输出至第一行第一列的位置;②当A02输入交织器经M=5位延迟后，输出至第二行第二列的位置;③当A03输入交织器经2M=2×5=10位延迟后，输出至第三行第三列的位置;④当A04输入交织器经3M=3×5=15位延迟后，输出至第四行第四列的位置;⑤当A05输入交织器经4M=4×5=20位延迟后，输出至第五行第五列的位置。(3)发送端交织器是码元分组交织器，25个信息码元分为

(4)若用矩阵表示交织器的输入，因它是按行写入每行5个码元，即

(6.4.3)(4)若用矩阵表示交织器的输入，因它是按行写入每行5个经过并行的N个(0，1，2，…，N－1)存储器后，有

(6.4.4)经过并行的N个(0，1，2，…，N－1)存储器后，有

(5)按行读出送入信道的码元序列为

X′=(A01，A22，A18，A14，A10，A06，A02，A23，

A19，A15，A11，A07，A03，A24，A20，A16，A12，

A08，A04，A25，A21，A17

，A13，A09，A05)(5)按行读出送入信道的码元序列为

(6)在信道中仍受到两个突发的干扰：第一个为5位，即A01A22A18A14A10;第二个为4位，即A11A07A03A24。接收端收到的码元序列为

X″=(A01，A22，A18，A14，A10，A06，A02，A23，A19，

A15，A11，A07，A03，A24，A20，A16，A12，A08，

A04，A25，A21，A17，A13，A09，A05)(6)在信道中仍受到两个突发的干扰：第一个为5位，即A

(7)在接收端送入解交织器，解交织器结构与发送端交织器结构互补，且同步运行，即并行寄存器数自上而下为4M、3M、2M、M、0(直通)。

(8)接收端解交织器，用5×5矩阵表示如下：输入：(6.4.5)(7)在接收端送入解交织器，解交织器结构与发送端交织器输出:(6.4.6)输出:

(9)按行读出并送入信道译码器的码序列为 =(A01，A02，A03，A04，A05，A06，A07，A08，

A09，A10，A11，A12，A13，A14，

A15，A16，A17，A18，A19，A20，

A21，A22

，A23，A24，A25)可见信道中突发差错，解交织变换器成为随机独立差错。(9)按行读出并送入信道译码器的码序列为

3.随机交织无论是块交织还是卷积交织，它们都属于固定周期式排列的交织器，避免不了在特殊情况下将随机独立差错交织成突发差错的可能性。为了基本上消除这类意外的突发差错，建议采用伪随机式的交织，即随机交织。

(1)在正式进行交织前，先通过一次伪随机的再排序处理。

(2)其方法为：先将1个符号陆续地写入一个随机存取的存储RAM，然后再以伪随机方式将其读出。可以将所需的伪随机排列方式存入只读存储器中，并按它的顺序从交织器的存储器中读出。3.随机交织

4.时间交织和频率交织考虑到无线电信道的特性，当行车速度很低进行移动接收时，时域中可能出现时间较长的深度衰落;当多径辐射只有很少的线路时延差时，在频域中可能出现较宽频率范围的深度衰落。因此要考虑时间交织和频率交织。对于交织参数的选择，在时域中受最大允许的信号时延(收、发端之间存储器时延时间之和)的限制，在频域中受载波间隔和总的可供使用的带宽的限制。交织简单地说就是将原始连续的比特尽可能地配置到相距较远的载波上，而将原始时间分开的比特安置在相近的载波上，如图6.4.2所示。4.时间交织和频率交织图6.4.2不同节目的载波分配在不同的频率点图6.4.2不同节目的载波分配在不同的频率点时间交织器和解交织器的工作原理如图6.4.3所示。连续的串行比特流ak首先在一个串/并变换器中被中间存储，然后各个比特流在不同的帧中，即在不同的时刻传送，自上而下往返同步工作，TF表示能时延的单位。

(1)将来自编码器的信息序列送入并行寄存器组。

(2)接收端的寄存器与发送端互补。解交织的任务是对交织时相对时延予以补偿，并经并/串变换器重新变成一个挨一个地保持发送端原始顺序的串行数据被读出。时间交织器和解交织器的工作原理如图6.4.3所示。连续的图6.4.3时间交织器和解交织器的工作原理图6.4.3时间交织器和解交织器的工作原理频率交织根据相邻的比特在尽可能远的不同载波上传送的原则，进行简单的数学上的组合排列。若不进行频率交织，相邻的比特尽管在比特的时刻点传送，但是实现这种传输的载波频率保持不变，则在低速行车时移动接收或在静止接收时，对于传输频段的一部分来说也有可能产生持续期较长的深度衰落。通过频率交织，相邻的比特安置在大于无线电信道的相对带宽的不同载波上，就可以消除这种衰落的影响，即如果形成了“块”差错，经过解交织后变为不连续的单个差错，可被纠错，具有时间和频率交织的纠错码减少单载波的衰落。时间交织仅适用于主业务信道的所有子信道，而快速信息信道和多路复合控制信号不进行时间交织。无论是快速业务信道还是主业务信息信道，在对各载波调制之前都要进行频率交织。频率交织根据相邻的比特在尽可能远的不同载波上传送的原则，

5.交织对提高纠错性能的分析信道之中加上交织与解交织之后，可以使输入数据按照一定的规则进行重新排列，对于我们经常使用的外信道采用R-S码(纠错能力为n)，内信道加上交织与解交织(交织深度为I)之后，整个系统的纠错能力提高到nI。交织器输入时是周期(为交织深度I)轮流输入，一个(n2，I)同步交织器在该交织器输出上的任何一个长度为I的数据串中不包含交织前原来数据序列中相距小于I(交织分支数即交织深度)的任何两个数据。也就是说，在解交织时，这I个数据会被分散到I个R-S码字中，每个R-S码的纠错能力为n，故整个系统的纠错能力为nI。5.交织对提高纠错性能的分析

6.数字电视中的实际交织电路

1)美国HDTV中使用过的卷积交织器在数字HDTV中往往要进行多次交织。例如，在美国digiCiPherHDTV中，在R-S码的格状编码之间要加交织，这是因为利用Viterbi算法进行格状译码时，会出现差错扩散，引起突发差错。为了对抗来自信道的脉冲干扰而引起的突发错误，在格状编码和信道之间也要加交织器。6.数字电视中的实际交织电路为了有效地进行交织，必须要具有关于突发长度B的统计知识。对于脉冲干扰来说，突发长度就是脉冲长度。对由Viterbi算法的误码扩散所引起的突发错误，目前尚缺少一个好的统计模型。按CCITT规定，突发错误定义为“一组首尾是错误的数据比特串，其中任何两个前后错误比特之间隔小于某个常数”。对于Viterbi算法产生的突发错误，通常取这个常数等于K－1，其中K是格状码的约束长度。最简单的交织器例子是块交织器。它是一个二维存储器阵列，把数据先按行存入，然后按列读出。更一般的交织器称为同步交织器。在同步交织器中，每时刻存入一个数据，同时读出一个数据。为了有效地进行交织，必须要具有关于突发长度B的统计知识。一个(n2，n1)同步交织器满足如下要求：在该交织器输出上的任何一个长度为n2的数据串中不包含交织前原来数据序列中相距小于n1(交织分支数)的任何两个数据。显然，在发送端采用交织器，在接收端就要用解交织器把数据恢复过来。可以证明，与(n2，n1)交织器相对应的解交织器自身是一个(n2，n1)交织器。一个(n2，n1)同步交织器满足如下要求：在该交织器输出对于(n2，n1)交织器来说，有两个性能是设计者关心的：一个是编码延时D，它定义为从数据进入交织器到这个数据离开交织器输出的最大延时;另一个是交织器和解交织器的存储容量S和Su。我们希望D和S、Su尽量小，但对(n2，n1)交织器来说，有对于(n2，n1)交织器来说，有两个性能是设计者关心的：图6.4.4所示为一种在美国大联盟方案中采用过的卷积型交织器。由于在大联盟方案中采用缩短R-S码(208B，188B)，可纠正10B错误，每个字节是8bit，因此图中每一节移位寄存器是一个字节。图6.4.4所示为一种在美国大联盟方案中采用过的卷积型交图6.4.4美国大联盟方案中的交织器与解交织器(M=4，B=52)(a)交织器;(b)解交织器图6.4.4美国大联盟方案中的交织器与解交织器(M=4这是一个n2=208，n1=52的交织器，它的任何一个长度为208的输出数据串(或一个R-S码字)中不包含输入数据序列中相距小于52的任何两个数据。收、发两端整个交织器的延时为D=10608B，每个交织器的存储器容量为S=Su=5304B，所以无论是延时，还是存储器数目均是最佳的，因而它的结构比其它(如块交织器)相同性能的交织器要简单。相应的解交织器与交织器一样，只是把卷积次序颠倒。整个交织器的交织深度为10608B。因为R-S(208B，188B)能纠正10B错误，所以与图6.4.4所示交织器相结合可纠正长度为52×10=520B的突发错误长度，极大地增加了R-S码的纠错能力。这是一个n2=208，n1=52的交织器，它的任何一个长

2)欧洲DVB标准使用的卷积交织器欧洲DVB标准使用的交织器，采用一个深度I=12的卷积交织(见图6.4.5)，结果产生一个交织帧。I=12的卷积交织处理过程是基于Forney逼近，其兼容RamseyIII逼近。交织帧由重叠的纠错包组成，同时以MPEG-2同步字节为边界(保留204bit的周期)。交织器由I=12个分支组成，其由输入开关控制循环的连接到输入比特流。每一个分支都有先进先出(FIFO)移位寄存器，且深度为(M·j)的单元(其中M=17B=N/I，N=204B,为纠错帧长，I=12，为交织深度，j为分支号)。FIFO单元为一个字节，且输入/输出开关同步。2)欧洲DVB标准使用的卷积交织器为了保证同步，同步字节和倒相同步字节始终被送入交织器的分支“0”中(相当于0延时)。收、发两端整个交织器延时为D=2244B，每个交织器的存储器容量为S=Su=17×(1+11)×11/2=1122B。因为R-S(204B，188B)能纠正8B错误，所以与图6.4.5所示交织器相结合可纠正长度为12×8=96B的突发错误长度，极大地增加了R-S码的纠错能力。为了保证同步，同步字节和倒相同步字节始终被送入交织器的分图6.4.5DVB标准使用的交织器和解交织器(a)交织器;(b)解交织器图6.4.5DVB标准使用的交织器和解交织器6.5格状编码(TCM)

1982年，Ungerboeck提出的格状编码调制技术(又称码调)将编码和调制技术有机地结合起来。传输系统如图6.1.4所示。其中内信道编码的一种是卷积编码(格状编码)。经过卷积编码后，原来无关的数字符号序列前后一定间隔之内有了相关性。应用这种相关性根据前后码符关系来解码，通常是根据收到的信号从码符序列可能发展的路径中选择出最似然的路径进行译码，比起逐个信号判决解调性能要好得多。然后把编码和调制结合在一起，使符号序列映射到信号空间所形成的路径之间的最小欧氏距离(称为自由距离)为最大。用这种信号波形传输时就有最大的抗干扰能力。本节将介绍发送侧的编码调制即格状编码方法。下面先介绍卷积编码及格状图，再介绍调制映射与最小自由路径距离。为了讨论时有一具体概念，以下以较简单的残留边带调制(VSB)的格状编码为例进行讨论。然后介绍二维信号的16QAM和32QAM的格状编码，这是QAM和OFDM传输方案中所采用的。最后介绍格状编码调制的性能。6.5格状编码(TCM)

1.格状编码

1)卷积编码及格状图卷积码是1955年由Elias最早提出的。由于编码方法可以用卷积这种运算形式表达，卷积码因此而得名。卷积码是有记忆编码，它有记忆系统，即对于任意给定的时段，其编码的n个输出不仅