PWM直流调速系统设计

PWM直流调速系统设计RevisedbyPetrelat2021目录TOC\o"1-5"\h\z\o"CurrentDocument"前言 1\o"CurrentDocument"一、 设计目的 2\o"CurrentDocument"二、 设计要求 2\o"CurrentDocument"三、 直流调速系统整体设计 2\o"CurrentDocument"四、 系统参数选取 7\o"CurrentDocument"五、 各部分设计 8\o"CurrentDocument"六、 双闭环系统设计 14\o"CurrentDocument"七、 系统仿真 17\o"CurrentDocument"八、 设计总结 18参考文献 19前言由于直流电机具有良好的起动、制动和调速性能，已广泛应用于工业、航天领域等各个方面。随着电力电子技术的发展，脉宽调制（PWM）调速技术已成为直流电机常用的调速方法，具有调速精度高、响应速度快、调速范围宽和功耗低等特点。而以H桥电路作为驱动器的功率驱动电路，可方便地实现直流电机的四象限运行，包括正转、正转制动、反转、反转制动，已广泛应用于现代直流电机伺服系统中。本文从直流电动机的工作原理入手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，利用SIMULINK对系统进行了各种参数给定下的仿真，通过仿真获得了参数整定的依据。在理论分析和仿真研究的基础上，本文设计了一套实验用双闭环直流调速系统，详细介绍了系统主电路、反馈电路、触发电路及控制电路的具体实现。对系统的性能指标进行了实验测试，表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可靠，具有较好的静态和动态性能，达到了设计要求。采用MATLAB软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计，并用SIMULINK进行动态数字仿真，同时查看仿真波形，以此验证设计的调速系统是否可行。一、 设计目的通过对一个实用控制系统的设计，综合运用科学理论知识，提高工程意识和实践技能，使学生获得控制技术工程的基本训练，培养学生理论联系实际、分析解决实际问题的初步应用能力二、 设计要求完成所选题目的分析与设计，进行系统总体方案的设计、论证和选择；系统单元主电路和控制电路的设计、元器件的选择和参数计算三、直流调速系统整体设计1、 直流电机PWM调速控制原理直流电动机转速公式为：n=（U-IR）/K6其中U为电枢端电压，I为电枢电流，R为电枢电路总电阻，。为每极磁通量，K为电动机结构参数。直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法。励磁控制法用得很少，大多数应用场合都使用电枢电压控制法。随着电力电子技术的进步，改变电枢电压可通过多种途径实现，其中脉冲宽度调制（PWM）便是常用的改变电枢电压的一种调速方法。其方法是通过改变电机电枢电压接通时间与通电周期的比值（即占空比）来调整直流电机的电枢电压U，从而控制电机速度。PWM的核心部件是电压-脉宽变换器，其作用是根据控制指令信号对脉冲宽度进行调制，以便用宽度随指令变化的脉冲信号去控制大功率晶体管的导通时间，实现对电枢绕组两端电压的控制。在本次课程设计采用双闭环直流调速系统进行调速控制。2、 双闭环直流调速系统冬双闭环调速系统的工作过程和原理：电动机在启动阶段，电动机的实际转速（电压）低于给定值，速度调节器的输入端存在一个偏差信号，经放大后输出的电压保持为限幅值，速度调节器工作在开环状态，速度调节器的输出电压作为电流给定值送入电流调节器，此时则以最大电流给定值使电流调节器输出移相信号，直流电压迅速上升，电流也随即增大直到等于最大给定值，电动机以最大电流恒流加速启动。电动机的最大电流（堵转电流）可以通过整定速度调节器的输出限幅值来改变。在电动机转速上升到给定转速后，速度调节器输入端的偏差信号减小到近于零，速度调节器和电流调节器退出饱和状态，闭环调节开始起作用。对负载引起的转速波动，速度调节器输入端产生的偏差信号将随时通过速度调节器、电流调节器来修正触发器的移相电压，使整流桥输出的直流电压相应变化，从而校正和补偿电动机的转速偏差。另外电流调节器的小时间常数，还能够对因电网波动引起的电动机电枢电流的变化进行快速调节，可以在电动机转速还未来得及发生改变时，迅速使电流恢复到原来值，从而使速度更好地稳定于某一转速下运行。B.双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行嵌套连接，如图1所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。图1转速、电流双闭环直流调速系统其中：ASR-转速调节器ACR-电流调节器TG-测速发电机TA-电流互感器UPE-电力电子变换器以*-转速给定电压Un-转速反馈电压U*-电流给定电压Ui-电流反馈电压实际上在正常运行时，电流调节器始终为不饱和状态，而转速调节器则处于饱和和不饱和两种状态。双闭环直流调速系统的稳态结构图如图2所示。图2双闭环直流调速系统的稳态结构图双闭环直流调速系统的动态结构图如图3所示。图3双闭环直流调速系统的动态结构图图中Wasr（S）和WACR（s）分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构图上必须把电流Id标示出来。电机在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种状态，整个动态过程可分为图4中的三个阶段。双闭环直流调速系统启动过程的转速和电流波形如图4所示。图4双闭环直流调速系统起动过程的转速和电流波形图4中所示的启动过程，阶段I是电流上升阶段，电流从0到达最大允许值Idm,ASR饱和、ACR不饱和；阶段II时恒流升速阶段，Id基本保持在Idm,电动机加速到了给定值n*,ASR饱和、ACR不饱和；阶段III时转速调节阶段（退饱和阶段），ASR不饱和、ACR不饱和。双闭环直流调速系统的起动过程利用饱和非线性控制，获得了准时间最优控制，但却带来了转速超调。C.H桥PWM变换器脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而改变平均输出电压的大小，以调节电机的转速。由于题目中给定为转速、电流双闭环控制的H型双极式PWM直流调速系统，电动机M两端电压UAB的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。通过调节开关管的导通和关断时间，即占空比，可以达到对直流电机进行调速的目的。H型双极性PWM变换器如图5所示。图5桥式可逆PWM变换器电路双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图6所示

VT】VT斗VDj图6双极式控制可逆PWM变换器的驱动电压、输出电压和电流波形它们的关系是：Ugi=Ug4=—Ug2=-Ug3。在一个开关周期内，当0&<ton时，晶体管VT1、VT4饱和导通而VT2、VT3截止，这时Uab=Us。当以<t<T时，VT1、VT4截止，但VT2、VT3不能立即导通，电枢电流也经VD2、VD3续流，这时Uab=-Us。UAB在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图6所示。电动机的正反转体现在驱动电压正负脉冲T

t>的宽窄上。当正脉冲较宽时， 2，^|/人8的平均值为正，电动机正转；当

Tt=—正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等， 2，平均输出电压为零，则电动机停止转动。双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为Ud=匕Us-1-^=(2Sn-1)Us(1)TTT如果定义占空比P=*，电压系数Y=导，则在双极式可逆变换器中sY=2p-1(2)调速时，P的可调范围为0~1，相应的y=-1~1。当P>1时，Y为正，电动机正转；当PY1时，Y为负，电动机反转；当P=1时，Y=0，电动机停止。但是电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。四、系统参数的选取1、 PWM变换器滞后时间常数TsPWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。当控制电压Uc改变时，PWM变换器输出平均电压Ud按现行规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期T。PWM装置的延迟时间Ts<T，一般选取Ts=-=0.001s(3)f其中，f 开关器件IGBT的频率。2、 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数PWM变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数Toi=0.002s1460叮一'dRa=220[136*0.2=0.132V・min/rnnom1460T- GD2R 22.5x0.5=375T30C7=375x30x0.1322=0-18s⑸兀e 兀T=L=L5x10一2=0.03s⑹IR0.5五、各部分设计1、电流调节器ACR的设计A、电流环小时间常数计算按小时间按常数近似处理，T以取上：=Toi+Ts=0.002+0.001=0.003（7）B、 电流调节器结构选择根据设计要求^<5%，并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差，可以按i典型I型系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此可以采用PI调节器，其传递函数可见式（8）。W（s）=E±D⑻ACR qS检查对电源电压的抗扰性能：T-=-0-03-=10，分析可知，各项指标都是

£i .可以接受的。C、 电流调节器参数计算电流调节器超前时间常数：Tj=气=0.03s。

电流环开环增益：要求5.<5%，根据典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取华广0.5，因此Kj=竺=0J=166.7s-i(9)Xi于是，ACR的比例系数为40x0.05KtR166.7x0.03x0.5…*、

KT= 5…=1.25(40x0.05D、校验近似条件电流环截止频率：①ci=K]=166.7s-i（1） PWM变换装置传递函数的近似条件13T30001=333.3s一'>o-(U)s满足近似条件。（2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件3'-^=3x「 =40.8s-1<o(12)[：TT] \'0.18x0.003 c满足近似条件。（3）电流环小时间常数近似处理条件1 =1' 1 =235.7s-1>o(13)3yTT. 3\0.001x0.002 c满足近似条件。E、调节器电容和电阻值计算按所用运算放大器取R0=40kQ，各个电阻和电容值的计算如下：R.=KR=1.25x40=50kQ取50kQ

-0.6叩取0.6-0.6叩取0.6rFR50x103CoiE-4x0.002-0.2^f取0.2rFR0 40x10CoiPI型电流调节器原理图如图7所示。嘛）嘛）C)图7含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器由以上计算可得电流调节器传递函数为W（s）-Kie,s+D-顷.03,+D（14）

acr ts 0.03s校正成典型I型系统的电流环动态结构图如图8所示。图8电流环的动态结构图2、速度调节器ASR设计A、时间常数的设定在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求（5i<5%）K入-0.5，所以电流环等效时间常数K为：I一=2J-2x0.003-0.006s（15）i转速环小时间常数T。按小时间常数处理处理，取Zn

T=—+T=0.006+0.01=0.016s(16)XnKonIB、转速调节器结构选择为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环调节器应该有两个积分环节，所以应该设计成典型II型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为W(S)=¥°'+ (17)ASR TSC、转速调节器参数计算按跟随性和抗扰性好的原则，取h=5,则ASR的超前时间常数为：t=吨=5x0.016=0.08s(18)转速环的开环增益为：「灯=2xa*=46&75s-2(19)(h+1)P(h+1)PCT2haRT°也Xn=12.7(20)6x0.05x0.132=12.7(20)2x5x0.007x0.5x0.016D、校验近似条件K转速环的截止频率为：①=—n=Kt=468.8x0.08=37.5st(21)1电流环传递函数简化条件

—78.6s-1>①cn—78.6s-1>①cn(22)—I ——I 3*J3\0.003满足简化条件。转速环小时间常数近似处理条件iE3［，Ton1iE3［，Ton1.166.7=—i =40.0s-1>①3t0.01(23)cn满足简化条件。校核转速超调量当h=5时，由典型II型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知，°n=皿6%，不能满足设计的要求。实际上，突加阶跃给定时，ASR饱和,符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。系统空载启动到额定转速时的转速超调量：满足要求。E、调节器电容和电阻值计算按所用运算放大器取R0=40kQ，各电阻和电容值计算如下：Rn=KnR0=12.7X4睥=5观。取51。kQ0.08510X103F—0.08510X103F—0.157叩取0.2曲Con4T onR04x0.0140X103F—1^F取1呻PI型转速调节器原理图如图9所示。图9含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器由以上计算可得转速调节器的传递函数为W(s)=Kne“s+1)=12.7(°.°8s+1)(24)asr ts 0.08s校正成典型II型系统的转速环的动态结构图如图10所示。图10转速环的动态结构图六、双闭环系统的电路设计1、 转速调节器ASR电路设计中采用运算放大器TL082作为系统转速调节器电路，如图11所示，给定电压由正负10V电源加在两个电位器上构成，通过调节电位器R11、R22即可调节给定电压的大小，在经过电压跟随器加到速度调节器上。图中稳压二极管D3、D4配合构成限幅器限制ASR输出的最大电压，保证了系统在启动过程中电机能够在最大转矩下安全的恒流启动。实现饱和非线性控制。图11转速调节器ASR电路2、 电流调节器ACR电路电流环调节器硬件电路是如图12所示的PI调节器。同速度调节器，D1、D2构成限幅电路，当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起到堵转以及过流保护作用。ASR的输出作为给定信号加在U*端，反馈的电流信号加在UiF端。图12电流调节器ACR电路电流检测部分采用霍尔传感器检测出主回路中的电流，送入电流调节器的电流反馈输入端。通过调节电位器R20即可调节P的值到适当的大小。电流检测电路如图13所示。图13电流检测电路3、PWM脉宽控制电路如图14所示为PWM脉宽控制电路，控制电压Uc控制SG3524输出两路带死区互补的PWM波，通过控制电压Uc的大小控制占空比的大小。然后一路PWM波连接U5的HIN和U7的LIN，另一路PWM波其通过SN74LS04反相连接U7的LIN和U5的HIN，这样就共同通过一片SG3524驱动两路半桥电路，实现全桥驱动。图14PWM脉宽控制电路SG3524介绍和电路参数设定如下：SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源，它向集成块内部的斜波发生器、PWM比较器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压，基准电压振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压，送至触发器、或非门，并由3脚输出。本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中MOSFET的开关频率，选择适当的RT、CT值即可确定振荡频率。振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT和外接电阻器RT决定，其为：f=1.15/RTCT。由初始条件知，开关频率为10kHz,可以选择RT=12kQ,CT=0.01uF。两路输出单独使用时，输出脉冲占空比为0%〜45%，脉冲频率为振荡频率的一半。两路输出并联使用才能使输出脉冲占空比为0%〜90%，脉冲频率为振荡频率。IR2110介绍与电路参数设定如下：MOSFET驱动采用了集成芯片IR2110,IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V,du/dt=±50V/ns,在15V下的静态功耗仅有1.6mW；输出的栅极驱动电压范围为10~20V,逻辑电源电压范围为5~15V,逻辑电源地电压偏移范围为-5V~+5V。IR2110采用CMOS施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。因SG3524振荡频率为10KHz,电容C35和C45大小取1uF。且为了防止IR2110驱动的半桥直通，反相器需有一定的时间裕量，保证同一路IR2110两互补信号有死区，在这里用SN74LS14构成的反相器可以满足要求。七、系统仿真图15双闭环直流