电力电子课程设计电源方案

1、湖 北 工 业 大 学研 究 生 考 试 答 题 纸考 试 科 目 电力电子系统设计 研究生姓名 张萌 学 号 120130094 任 课 教 师 席自强 学院、 专业 电气学院 高电压 成 绩 二0 一三 年 七 月 二十 日输出电压15V，电流10A直流开关电源的设计1 高频开关电源的技术指标1.输入电压为单相50Hz，220VAC；2.输出直流电压：额定电压为15V；3.输出电流：010A，连续可调；2 高频开关电源主电路的硬件设计单个开关电源结构框图如图1-1所示，其结构可以分为四个部分：主电路、控制电路、保护电路及辅助电源。图1-1 结构框图 3 输入整流电路的设计单相交流电经整流、

2、滤波后，为逆变桥提供一个平滑的直流电压。由于单相整流后的直流电压最高可达380V左右，且一般电解电容的耐压为450V，可以采用多个电容并联滤波，不必采用电容串连的方式减小电容的耐压。图1-2 整流电路 4输出整流电路的设计电源最高输出电压可达10V左右，输出电压比较低，对二极管的耐压要求不是很高，且采用全波整流电路的效率比较高，为了节约成本，本电源采用全波整流电路。图1-3全波整流输出电路 5直流变换器的设计本论文采用的是移相全桥零电压软开关脉宽调制(FB-ZVS-PWM)变换电路。此电路不仅保持了准谐振电路开关损耗小的优点，且工作在固定的开关频率。移相全桥变换电路如图1-4所示。图中，Tr是

3、高频变压器，Ql-Q4是功率管（Dl-D4分别是Q1-Q4的内部寄生二极管，Cl-C4分别是Ql-Q4的内部寄生电容和外接电容）。Lr谐振电感，它包括了变压器的漏感。在本论文中，Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。图1-4 ZVS-PWM变换电路在分析移相全桥电路的工作原理前，首先作如下假设：1.所有开关管、二极管均为理想器件；2.所有电感、电容和变压器均为理想元件；3.Cl=C3=Clead，C2=C4=Clag；4.LfLr/n，n是变压器原副边匝数比。 由图1-4可知，除了死区时间外，全桥电路中总有两个功率管同时导通，其组合开通为Q1和Q4，Q4和Q3，Q3和

4、Q2，Q2和Q1，周而复始。其中Q1和Q4、Q3和Q2组合时，全桥电路输出能量；Q2和Q1，Q4和Q3组合时，全桥电路处于续流状态，不输出能量。改变这两类组合的时间比，即改变移相角，实现输出电压的调节。图2-6 变换器的主要波形1.开关模态0：在t0时刻，Q1和Q4通。原边电流流经Q1变压器原边和Q4，副边电流流经副边绕组Ls，小整流管Dr输出滤波电感Lr输出滤波电容Cf和负载。2.开关模态1：t0t1t0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C3和C1支路中，给C1充电，同时C3被放电。在这个时段里，Llk和Lr是串联的，而且Lf很大，Lr近似于一个恒流源。C1的电压线性上升，C3的电压从Vi

5、n开始线性下降，因此，Q1是零电压关断。在t1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通。3.开关模态2：t1t2D3导通后，将Q3的电压钳在零位。此时开通Q3，则Q3零电压开通。虽然这时候Q3被开通，但Q3中并没有电流流过，原边电流由D3流通。Q1和Q3驱动信号之间的死区时间tdt01(t01代表t0到t1这段时间)。在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流。在t2时刻，原边电流下降到I2。4.开关模态3：t2t3在t2时刻，关断Q4，此时原边电流转移到C2和C4中，一方面抽走C2上的电荷，另一方面同时C4充电。由于C2和C4的存在，Q4的电压是从零慢慢上升的，因此Q4

6、是零电压关断。此时，Vab=-Vc4，Vab的极性由零变为负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管D2导通，副边绕组Ls中开始流过电流。由于整流二极管D1和D2同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，Vab直接加在谐振电感Lr上，因此在这段时间里实际上谐振电感Lr和C2、C4在谐振工作。在t3时刻，C4的电压上升到Vin，D2自然导通，结束该开关模态。5.开关模态4：t3t4在t3时刻，D2自然导通，将Q2的电压钳在零位，此时就可以开通Q2，Q3是零电压开通。虽然此时Q2已开通，但Q2不流过电流，电流由D2流通，谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边的两个

7、整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压加在Vin加在谐振电感Lr两端，原边电流线性下降。在t4时刻，原边电流下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流。6.开关模态5：t4t5在t4时刻，原边电流由正值过零，并且向负方向增加，流经Q2和Q3。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边电压仍然为零，加在漏感两端电压是Vin，原边电流正相线性下降。到t5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流/K，该开关模态结束。此时，整流管D1关断，D2流过全部负载电流。7.开关模态6：t5t6在这段时间里，电源给负载供电。 在

8、t6时刻，Q3关断，变换器开始另一个半周工作，其工作情况类似于上述的半个周期。 6高频变压器（1）工作频率的设定工作频率对电源开关频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。因此根据元器件及性价比等因素，将电源工作频率进行优化设计，设定其工作频率为=50kHz，T=1/=1/50kHz=20s。（2）磁芯选用选取磁芯材料和磁芯结构磁芯选用R2KB软磁铁氧体材料制成的EE型铁氧体磁芯，其具有品种多，引线空间大，接线操作方便，价格便宜等优点。确定工作磁感应强度R2KB软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度,考虑到高温时会下降，

9、同时为防止合闸瞬间变压器饱和，设定最大工作磁密可以用。计算并确定磁芯型号磁芯的几何截面积S和磁芯的窗口面积Q与输出功率存在一定的函数关系。对半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时，可按式 来确定磁芯的大小。式中：为磁芯的面积乘积；为磁芯的截面积；为磁芯的窗口面积；为输出功率W，为变压器效率，一般可取80%；为变换器工作频率；为磁芯最大工作磁密；为导线电流密度，一般可取；为磁芯的填充系数对铁氧体，取；为窗口铜填充系数，一般取。本设计选用EE-40型铁氧体磁芯，由手册知其参数为:，则，远大于的计算值。（3）计算原副边绕组匝数按最小输入电压和满载输出的极端情况来计算。已知最小输入交流电压为180V（17

10、6V可以近似而得），减去20V的直流纹波电压和整流器的压降，最小直流电压为。半桥式电路变压器原边绕组所加电压等于输入电压的一半，即。则原边绕组匝数，式中为变压器原边电压V，计算可得。由经验可取匝利用计算出来的变压器初级匝数，核算变压器在最大输入交流电压时的，看磁芯是否饱和。由于，故半桥式变压器原边绕组所加电压，可得计算可知，在输入交流电压最大时，所以原边绕组匝数匝的选择是合适的。副边电路采用带有中间抽头的全波整流滤波电路，设输出方波脉冲占空比=0.4,输出电路二极管压降为、扼流圈压降为，取+=1.5V,则变压器负边电压为 （4）确定原边最大工作电流在最低交流输入电压为180V时，变压器原边通过

11、的电流一定是最大可能的工作电流，由经验公式可得，原边最大工作电流为。（5）选定导线线径由于变压器的工作频率为50kHz,在此频率下铜导线的穿透深度，考虑到趁肤效应的影响，一般所选的导线铜芯直径要小于，即导线直径要小于0.5914mm，另外，考虑铜线的电流密度可取36，由原、副边最大工作电流就可确定出各自所需导线的截面积，进而选择合适的导线。这里原边采用铜芯直径为053mm的漆包线进行2股并绕，副边采用16股线径为0.21mm的漆包线，绞结成4根并绕。 7 控制电路的设计本电源采用的方案是：将原系统的模拟移相控制芯片UC3875的功能全部使用数字控制器件实现，即由DSP芯片产生PWM波形，经脉冲

12、隔离驱动电路分别给全桥变换器的四个功率开关管提供PWM信号。控制系统硬件结构图如图41所示。8 移相脉冲生成方法对移相全桥电路来说，实现数字控制系统的一个主要问题是如何产生移相脉冲。一般的是利用DSP的PWM口或者I/O口来产生脉冲，然后在DSP外面用硬件电路进行合成。TMS320LF2407A提供了两个事件管理器EVA和EVB模块，每个事件管理器模块有3个全比较单元，共6个输出引脚，称之为6个通道，每个全比较寄存器对应于两个PWM输出，每个PWM电路带有可编程死区和输出极性控制。事件管理器模块的全比较单元和PWM电路结构如图 4-2所示：图4-2 事件管理器模块的全比较单元和PWM电路结构图

13、我们可以得到由1个全比较单元产生的带有可编程死区和输出极性控制的PWM信号，对称PWM波形如下图。图4-3对称PWM波形图考察ZVS全桥变换器的移相控制策略，需要四路独立的驱动信号，并且满足以下要求:(1)上下桥臂两管的驱动波形180。互补；(2)四路驱动占空比大小固定，考虑到死区时间，取为0.47；(3)对角超前桥臂功率管的驱动信号依靠滞后桥臂功率管一个移相角，移相角大小范围O180。，在系统闭环调节过程中动态调整。直接利用DSP内部两个全比较单元(CMPRI和CMPRZ)输出四路互补带死区的移相脉冲，由于全比较单元CMPR3寄存器也一直在和通用定时器1进行比较，当发生一次比较匹配时，若相应

14、的比较中断没有被屏蔽，则相应的比较标志将置位并发出中断请示信号，因此利用CMPR3寄存器产生的PWM信号用来作为电路的有功功率因数校正对功率开关管的信号控制。其产生波形如图4-4所示。由全比较单元1输出超前桥臂上下管脉冲互补通道对PWMI、PWM3，全比较单元2输出滞后桥臂上下管脉冲互补通道PWMZ、PWM4。图4-4直接生成移相角策略图将通用定时器1设置为连续增/减计数模式，产生对称PWM波形。在每个全比较单元对称PWM波形发生的一个周期内都有两次比较匹配。一次在周期匹配前的增计数期间，另一次是在周期匹配后的减计数期间。新的比较值也即根据反馈的输出电压与原边电感电流的采样值在匹配后更新了比较寄存器中的值，从而可以提前或推迟PWM信号的第二个边沿的到来，即改变移相角的大小。对事件管理器寄存器EVA进行配置，产生PWM输出的设置步骤如下：设置和装载ACTRA寄存器；如果使能死区，则设置和装载DBTCONA寄存器；设置和装载TIPR周期寄存器，即规定PWM波形的周期；初始化CMPRI和CMPRZ；设置和装载COMCONA寄存器；设置和装载TICON寄存器，来启动比较操作；更新CMPRI或CMPRZ寄存器的值，使输出的PWM波形的占空比发生变化。由于谐振是移