基片集成波导缝隙天线阵设计说明

1、基板集成波导缝隙天线阵列的设计1.1 基板集成波导简介1.1.1 申请要求背景目前，高频高增益天线主要应用于以下领域：1.军用雷达天线系统。2、机动车防撞。3、移动基站之间的射频接入系统。4. 毫米波射频前端系统。5.高速无线局域网。一般来说，天线的效率取决于天线的馈电系统，而辐射元件决定了它的成本。基于微带线，适合平面设计，易于与有源器件连接，具有系统集成度高等优点，因此在实践中得到了广泛的应用。但是微带线也有很多弱点和缺点，比如介电损耗、导体损耗和辐射损耗都比较大等，所以生产出来的天线效率普遍偏低，特别是在高频下，表现尤为明显.发现波导损耗相对较低，而且由于波导缝隙适用于波导结构，波导缝隙

2、天线成为设计高增益天线的理想形式。其更大的优点是随着频率的增加，波导缝隙天线仍能保持较高的效率。然而，波导是三维刚性结构。虽然解决了微带线效率问题，但难以与有源器件有效集成，失去了微带线易集成的优势。此外，波导缝隙天线的尺寸和重量通常都很昂贵。比平面形式的天线大得多。基于以上考虑，早在1998年，广川和内村就提出了一种用金属通孔阵列代替金属壁形成的结构。研究发现，金属通孔阵列可以起到类似于金属壁的作用，从而电磁波可以被限制在一定的空间内向前传播，这就是基板集成波导（SIW）结构的产生。1.1.2 SIW应用及研究现状近年来，基于对基板集成波导传输特性的研究， SIW的应用也得到了广泛的发展。由

3、基板集成波导形成的无源微波器件，如定向耦合器、功率分配器、滤波器、天线等，都表现出与传统矩形金属波导构造的微波器件相当的性能。1 .定向耦合器定向耦合器作为一种重要的无源器件，广泛应用于现代微波和毫米波通信系统中。在天线阵列馈电网络中，定向耦合器是主要部件。波导窄边槽耦合定向耦合器是一种比较成熟的桥式结构， Pandharipande详细描述了窄边波导槽耦合器的等效电路。在共面集成电路设计中，通常采用波导窄边耦合结构来实现定向耦合器在平面电路中的集成。采用基板集成波导技术设计的窄边缝隙定向耦合器已成功用于毫米波系统的设计。结果还证明，采用衬底集成波导设计的定向耦合器不仅结构紧凑、可靠性高，而且

4、具有成本低、易于与平面电路集成、易于加工等优点。2.功率分配器功分器作为重要的微波无源器件，广泛应用于现代微波和毫米波电路系统中，尤其是在阵列天线的设计中发挥着重要作用。随着基板集成波导技术的发展，采用该技术设计的器件得到了广泛的应用和相关研究成果，其中功率分配器得到了充分的研究和应用：日耳曼利用基板集成波导技术设计H平面在T结和Y结上，用相应的 3dB 功率分配器。基于此，郝设计了一款16通道X波段功分器，并将其应用于ALTSA天线阵列的设计中。然而，它也有它的弱点。由于基板集成波导的宽度较宽，上述功率分配器的尺寸不够紧凑。3.过滤器衬底集成波导可用于形成各种滤波器。与微带线形成的滤波器相比

5、，衬底集成波导具有更高的Q值，因此在此基础上形成的滤波器也具有更陡峭的带外抑制特性。一种基板集成波导滤波器，其特征在于，在两排金属通孔之间增加四个金属通孔，形成类似于中间加插针的矩形金属波导的滤波器结构。通过调整中间金属通孔的直径和间距以抵消与轴的距离等，可以在设计频率下实现带通特性。由于基板集成波导易于与平面电路集成，因此滤波器可以基板集成波导与微带线结合形成，还可以获得较好的滤波特性。4.天线_基板集成波导缝隙阵列天线是一种新型的微波和毫米波集成元件，弥补了传统意义上矩形金属波导缝隙阵列天线的固有缺陷。传统的矩形金属波导缝隙天线阵列具有方向图可整形、交叉极化水平低、主瓣宽度窄等优点，因此被

6、广泛应用于微波和毫米波雷达系统和通信系统中。但由于金属波导材料成本高、体积大、重量重、加工成本高，难以量产，加工完成后需要调试过程进行纠错。基板集成波导缝隙阵列天线作为传统矩形金属波导缝隙阵列天线的替代品，克服了上述缺陷，具有重要的实用价值和广阔的应用前景。Apu用金属通孔阵列代替波导的窄边，然后在波导的宽边刻蚀出缝隙，从而提出了基板集成波导缝隙天线的原型。后来，山本设计并模拟了基板集成波导宽边横向缝隙天线。同时，对不同缝隙位置和形状的研究也很多，都对缝隙天线的发展起到了重要作用，如基片集成波导宽边斜槽。1.1.3 基板集成波导的特性1、SIW融合了微带线和波导的优点，易于集成，效率高。2、与

7、传统的矩形波导结构相比，SIW更紧凑，具有重量轻、体积小、易于集成加工等优点。3. SIW具有类似于传统矩形波导的传播特性，例如在毫米波频段可以实现高天线效率和高品质因数。4、由SIW组成的电路和天线设计加工后，可以通过调整金属通孔的大小，根据设计要求调整其性能，其调试比传统矩形波导更方便。5、微波有源器件大多为表面封装或芯片形式，因此在安装时需要共面电路结构，如共面波导、微带线等。SIW与共面传输线可以实现良好的过渡，突出易于集成的优点。2.1 SIW 和介质填充波导的等效性基板集成波导的传播特性分析为设计提供了依据。基板集成波导是一种相对较新的波导结构，具有与传统矩形波导相似的传播特性。2

8、.1.1 SIW 基本结构图2-1 基板集成波导结构图2-1 显示了基片- 集成波导的基本几何形状。介电基板的上下表面为金属层。基板内设置有两排金属化通孔阵列，使得上下金属面和两排金属化孔位于上下金属面之间。形成类似于矩形波导的结构，称为衬底集成波导。图中，它代表两排金属通孔之间的距离，是衬底集成波导的宽度，是介质衬底的厚度，代表金属通孔的直径，是中心之间的距离。金属化孔阵列中的相邻孔。 2.1.2 SIW等效矩形波导如图2.1所示，介质基板的上下金属表面可以看作是对应的填充介质的矩形波导的上下波导壁。电磁波在衬底集成波导中传播时，具有与矩形波导相似的传输特性，但由于SIW结构的特殊性，两者存

9、在一定的差异。据研究，衬底集成波导只能传输TE模式。这是因为基板集成波导的管壁由周期性排列的金属化通孔组成。这种结构可以等效为矩形波导窄壁上的横向槽。 .根据矩形波导理论，如果电流被管壁截断，波导传输模式的能量就会辐射到空间；如果电流不被槽截断，基本不会有空间辐射。图2-2波导壁电流分布在图2-2 中，从矩形波导中TEn0 模面的壁电流分布可以看出，窄壁横向槽并没有切断横向电流，因此基板集成波导可以传输TEn0模，其中TE10为主模式。对于矩形波导中的TM模式，窄壁电流纵向分布，横向缝隙必然会切断电流，导致空间辐射大，使TM模式无法在衬底集成波导中传播，所以衬底集成波导传输模式 只有TE模式存

10、在于 中。基板集成波导传输的主要模式是 TE10 模式，其传播常数和辐射损耗由、 、决定。如图2-3所示，基板集成波导可以等效为传统的填充介质矩形波导，因此SIW的分析可以用等效填充介质矩形波导代替。 SIW等效矩形波导的经验公式在 12 中给出：图 2-3 基板集成波导的宽边等效( 2-1 )其中（ 2-2 ）( 2-3 )( 2-4 )( 2-5 ) _衬底集成波导和矩形波导的等效是指在同一介质中，当传播相同频率的电磁波时，当两个波导的宽度满足一定关系时，两个波导的相移常数为平等的。当两个波导等效时，矩形波导的宽度称为衬底集成波导的等效宽度。基板集成波导结构参数的变化会影响相移常数 ， 可

11、以用来判断基板集成波导是否等效于矩形波导。图 2-4 SIW 仿真模型 图 2-5 矩形波导仿真模型1.模拟计算在等价验证中，我们取, , , , , 中心频率。使用 CST 构建基板集成波导模型，如图 2-4 所示。SIW 仿真操作的传播常数为根据矩形波导的波导波长计算公式，(2-6)(2-7)(2-8)(2-9)可以得到从相移常数反推波导宽度a的计算公式，(2-10)相移常数还建立了一个宽边，通过仿真计算其电场分布如图2-6所示，SIW电场如图2-7所示。图 2-6 矩形波导仿真图 2-7 S IW 仿真2.等效公式计算可由经验公式(2-1)(2-5)计算得出：使用上面建立的矩形波导模型，

12、这个计算值是宽边，模拟计算此时的传播常数为。三、结果分析表 2-1 模拟计算结果SIW等效计算值模拟值波导尺寸类型 (mm)传播常数 (1/m)238.041241.252238.845等效公式的计算结果与 SIW 仿真得到的传播常数仅相差 1.33% 左右。可以看出，这个等价公式是准确的。如图2-6和2-7所示，可以看出衬底集成波导与等效矩形波导具有相同的电场分布。从以上分析可以看出，衬底集成波导和等效矩形波导具有相似的传播特性，可以采用矩形波导的分析方法来分析SIW的电学特性。2.2 SIW到微带传输线的转换由于微波有源器件多采用表面封装或芯片的形式，因此需要共面电路结构、共面波导、微带线

13、等进行转换。因此，基板集成波导与共面传输线之间的过渡也是本文缝隙阵列天线设计中的一个重要问题。设计此类转换的最重要指标是回波损耗。微带线与SIW之间的过渡形式可以分为两类：第一类是共面形式，即微带线和SIW的宽面在同一层介质衬底上，这种形式的结构可以只使用一层介电基板。实现，加工工艺简单；第二种是不同的表面形式。对于传统的矩形波导，一个模式的等效阻抗为：(2-11)其中 Zc 是该模式的特征阻抗。由于 SIW 的传播特性与传统的矩形波导非常相似，只有传播常数略有不同。因此，该公式也适用于 SIW 等效阻抗的计算。在实际设计和实现中，需要满足微带线在工作频段的特性阻抗与SIW的等效阻抗相匹配的性

14、能要求。下面，我们主要介绍微带线与SIW共面过渡形式的实际应用。共面过渡结构如图2-8所示，共面微带-SIW转换器主要有直接过渡、凸过渡和凹过渡三种基本结构。直接凸凹图2-8 共面形式转换的三种基本结构从图2-9我们可以直观地发现，微带线的电场结构与SIW的主模TE 10 模的场结构具有天然的相似性17 。本文选用凸梯度的转换形式，其基本结构如图2-10所示。其优点是易于实现微带与波导之间的传输匹配。(a) 矩形波导 (b) 微带线图 2-9 主模场分布微带线和SIW之间的过渡可以在较宽的频带内进行匹配。这种过渡形式也比较容易设计和实现，但是当使用较厚的介质基板时，微带线部分会产生比较高的电压

15、。辐射损失；如果使用比较薄的介质基板，SIW部分会产生比较强的导体损耗，所以必须兼顾两者。图2-10 微带与衬底集成波导转换结构设计与仿真图 2-11 是微带线与 SIW 之间过渡的仿真模型。通过 2 端口激发连接的微带线通过凸梯度过渡到基板集成波导。对于微带线，我们计算出其阻抗约为50欧姆时，微带线的宽度约为2.88mm，基板集成波导的尺寸与之前的模型一致。需要确定匹配过渡的几何形状。图 2-11 转换仿真模型结果分析在模拟计算中，通过改变过渡部分的几何尺寸，观察到的变化，下图2-12是本次试验的参数扫描模拟结果。图2-12 转换匹配时的参数扫描结果可以发现当时效果好，模值小于-20dB，端

16、口信号传输好，反射小，反射功率可以远小于入射功率的1%，近似认为达到匹配效果。3.1 基板集成波导馈电槽基板集成波导类似于矩形波导，本质上是一种可以屏蔽电磁场的刚性结构，也可以在波导中构成行波或驻波馈电的线阵天线。可以通过调整波导上的槽的偏置来控制槽激励的幅度。当狭缝切断波导壁上的表面电流时，波导的电磁场激发狭缝，使波导的能量耦合到自由空间并辐射出去。槽可以看作是附在波导上的阻抗或导纳元件。有功损耗被认为是向外辐射的功率，无功损耗是波导的反射功率。由衬底集成波导馈送的槽因此可以由其等效阻抗或等效电路中的等效导纳来表示。图 3.1 基板集成波导馈电槽常用的槽形式如图 3.1 ( ) 和 ( )

17、所示。当在波导中开出图 3.1 ( ) 形式的槽时，由于与表面电流矢量平行，所以不会辐射电磁波，波导壁上的电流分布如图 2-2 所示。在设计基板集成波导缝隙阵列天线时，通常使用图 3.2 所示的宽边纵向缝隙。这种狭缝不切断纵向电流，只与横向电流耦合，所以可以用一个简单的两端并联元件来表示其等效电路。图 3.2 衬底集成波导馈电的槽及其等效电路3.2 波导槽特性的计算方法史蒂文森法史蒂文森首先使用以下假设来计算间隙属性：(1) 具有理想导体的薄壁；(2) 狭缝；(3) 缝隙长度接近自由空间波长的一半；(4) 无限像一个导电地平面。利用传输线理论和波导模型的格林函数，史蒂文森推导出在矩形波导中制作

18、各种狭缝时，谐振电导降低为波导阻抗的值。宽边纵向平行槽的电导为：(3-1)其中是自由空间的波长， 是波导的波长， x是槽与波导中心线之间的距离。史蒂文森的分析比较粗略，他不能有效地得到电抗分量，而且当间隙长度发生变化时，间隙的等效电导和电纳也会发生变化，上式不能反映间隙长度对其等效导纳的影响。2. 变分方法介绍波导槽参数计算的变分法由Oliner首先提出。该方法不仅解决了间隙电阻（电导）的计算，还解决了间隙电抗（电纳）的计算。此外，Oliner 还提出了波导壁厚对槽谐振长度影响的计算方法，并扩展了 Stevenson 的计算公式。然后发展了Oliner的计算方法。解决了纵向槽的谐振长度随着偏移

19、量的增加而增加的计算问题，并引入了槽的孔径导纳的概念。对于波导宽边的纵向平行槽，考虑波导壁厚的影响，其等效电路如图3-3所示15 。图 3-3 变分间隙的等效模型3.矩量法介绍矩量法用于表示矩形波导宽壁上窄缝的特性，可以进一步得到窄壁折缝的解。矩量法的计算量比上面讨论的方法要大。Vu Khac 和 Carson 使用场的等效原理，通过用短路和磁电流代替间隙孔径来制定间隙特性。在馈电波导中，开槽腔（考虑有限的壁厚）和适当的磁场在自由空间中的格林函数用于推导基本积分方程。时隙的场被表示为一系列离散的脉冲函数。矩阵方程是通过Ritz-Galerkin方法导出的切线分量匹配在孔径孔径上的。然后使用矩阵

20、反演来确定散射系数。最后得到间隙的场分布。用矩法计算 Vu Khac 时，基函数和权函数都使用脉冲函数。由于收敛速度较慢，间隙末端不符合实际情况，计算结果存在一定误差。使用分段正弦函数可以加快收敛速度并满足间隙末端的边界条件。3.3 间隙导纳参数的提取在设计谐振槽阵列时，可以认为槽的电压分布是对称的驻波分布。那么，在矩形波导的宽边上，纵向槽引起的散射是对称的，其等效电路模型通常只包含一个平行导纳。当狭缝宽度不变时，狭缝的归一化导纳随着狭缝相对于波导中心线的偏移距离和狭缝的长度而变化。当槽中心与两个端口的距离相等且均为波导的一半或一个波长时，关系如下：(3-2)(3-3)其中 G0 是波导的特征

21、导纳。由以上两个方程可以推导出矩形波导宽边纵向槽的等效归一化平行导纳表示为：(3-4)或根据透射系数（前向散射参数）为：(3-5)由于实际散射并不是完全对称的，两种算法得到的等效归一化导纳会略有不同。前向和后向散射参数的平均值来获得：(3-6)可以知道，它比前者具有更高的精度。3.4 间隙参数的模拟计算衬底集成波导槽的电参数是指隔离槽的电参数。 SIW单槽的几何尺寸如图3-4所示：图 3-4 基板集成波导开单槽单个狭缝的电参数包括狭缝的归一化电导、狭缝的谐振长度等。为了设计具有低旁瓣和良好方向图的天线，必须非常准确地获得缝隙的电参数。如果槽在某个频率下的电纳为零且电导最大，则称该槽在该频率下发

22、生谐振。这个频率就是谐振频率，槽长和槽电导称为谐振长度和谐振电导。在理论上分析衬底集成波导的纵向槽特性时，假设。在此条件下，当槽长谐振时，槽的电导最大值与槽的电纳零值的位置基本一致。随着间隙宽度的增加，间隙电导最大值和电纳零的位置将彼此分开。间隙越大，分离值越大。当然，差距不应该太窄。在本文中，间隙宽度设置为 0.5mm。间隙的电学参数可以通过仿真和理论计算得到，计算方法上面已经介绍过了。1.模拟计算其上表面开有0.5mm的宽度。图 3-5 是实际实验中使用的仿真模型。首先我们确定一个，然后优化间隙长度，找到使相位角接近180度的间隙长度，如图3-6所示（此时的模量值近似峰值在中心频率，如图

23、3-7 所示）。然后我们可以将此长度视为此偏置下的谐振长度。图 3-5 单个间隙的仿真模型图 3-6 谐振长度的选择图 3-7 共振S11模式值关系每个偏置对应的谐振长度，然后利用上节3.3中的导纳与参数之间的关系，结合编程计算电导值。这样就可以得到单个槽的电参数。根据这些数据，可以使用拟合的槽谐振长度和槽导纳与偏移量的关系，如图3-8和3-9所示。图 3-8 槽共振长度和偏移仿真曲线图 3-9 间隙归一化电导与偏置的关系2、结果分析槽谐振长度与槽偏置、归一化电导和槽偏置的关系曲线。从仿真结果来看：( 1 )耦合结构的导纳值与槽的谐振长度与偏移量成正比；( 2 )不同的偏置对应于不同耦合结构的

24、归一化电导值。因此，基板集成波导天线的阵元的幅度加权可以通过控制偏移量来实现。以上两条曲线是基板集成波导缝隙天线阵列设计的基础。4.1 缝隙阵列天线的分类为了增强缝隙天线的方向性，可以在波导壁上按照一定规律开出多个缝隙，组成缝隙阵列天线。由于波导场分布的特点，阵元的位置比较灵活，所以缝隙天线阵元的形式多种多样。缝隙阵列按波导传输电磁波的形式可分为谐振缝隙天线阵列和非谐振缝隙天线阵列。4.1.1 谐振槽阵列如果波导传播驻波电磁波并确保每个槽同相激发，那么这种槽阵列称为谐振槽阵列。这种天线阵列的特点是相邻缝隙之间的间距为或，即波导的波长。当相邻槽之间的距离为 时，由距离引起的相位差为 。如果槽分布

25、在波导中心线的两侧，引起的相位差也是，最终结果使槽的相位差为零。 ，每个间隙实现同相励磁。为了在一定长度的波导壁上刻蚀更多的槽单元，以提高阵列天线的方向性，同时也为了避免相邻槽间距引起的栅瓣的出现，一般取相邻槽间距为.波导的短路端与最近的槽之间的距离一般为奇数倍，使波导形成驻波电磁波。谐振槽阵列为侧射阵列，最大辐射方向指向阵列法线方向。当工作频率偏离谐振频率时，槽缝之间的间隙将不再等于或等于时间，因此不能保证每个槽缝都被同相激励，由此产生的相位差导致最大辐射主瓣向相位滞后方向倾斜。更糟糕的是，阻抗匹配也会发生严重的变化，整个天线的性能也会大打折扣。可见受工作频率的影响很大，所以谐振槽阵列是窄带

26、的。4.1.2 非谐振槽阵列非谐振槽阵列的槽间距大于或小于ie 。这种天线的终端需要连接匹配负载，使波导传播处于行波状态，蚀刻槽被行波激发，使天线在较宽的频率下保持良好的匹配乐队。由于槽间距不相等，每个槽单元是异相的，具有线性相位差。图案的主瓣偏向激发端或负载端，最大辐射方向与波导前沿法线的夹角为：(4-1)是相邻槽之间的激励相位差，是槽位置产生的附加相位差，是相邻槽之间的间距。非谐振槽阵列的优点是频带较宽，但效率较低，匹配负载的吸收功率通常为总输入功率的5%10%。4.2 波导槽阵列的设计方法槽特性如上所述。对于波导缝隙阵列的设计，缝隙的偏置、谐振电导和谐振长度都是天线的重要参数。天线阵列的

27、设计通常使用以下指标：旁瓣电平、波束宽度、输入驻波比等。波导槽阵列的设计还必须考虑满足设计要求。孔径场的分布可以通过综合旁瓣电平和波束宽度来确定。槽位置由与存在或不存在栅瓣相关的元件间距控制。相邻槽间距应小于一个波导波长以避免栅瓣。对于波导谐振槽阵列，要求孔径照明在整个孔径上处于相同相位。为了抑制栅瓣并获得同相辐射，槽之间的间距应等于同一波导上谐振阵列上沿波导中心线的波导波长的一半。对于非谐振槽波导阵列，元件间距应略大于或小于谐振阵列。谐振电导或谐振电阻由预定孔径照明确定。为了获得最佳带宽特性，无论是谐振天线阵列还是非谐振天线阵列，都应将缝隙设计成在中心频率谐振。4.2.1 泰勒合成Cheby

28、shev合成方法15是最好的，即对于给定的旁瓣电平在相同的阵列长度下，其主瓣宽度最窄，或者对于给定的旁瓣电平。对于给定的主瓣零位宽度，产生的旁瓣电平是最低的。但当阵元数较多时，切比雪夫阵两端的元元激励幅值会发生跳跃，最后一个元元的激励幅值远大于相邻元元的激励幅值，不利于馈电并影响模式的旁瓣电平。很大。通过泰勒合成方法15 ，其模式只接近于主瓣的某个区域，旁瓣电平几乎相等，该区域外的旁瓣单调递减，有利于提高主瓣的方向性。天线。如果设计得当，阵列两端激励幅值分布的变化是单调递减的，两端单元的激励幅值不会出现跳跃。泰勒综合法设计灵活，适应面宽，在工程设计中得到广泛应用。泰勒连续线源幅度分布的综合方法

29、，有两个独立的设计参数，一个是旁瓣电平R 0 （主瓣与旁瓣的比值），另一个是正整数，表示当有-1旁瓣近似相等，然后旁瓣依次减小。泰勒模式函数为：(4-2)其中， ，零点位置(4-3)膨胀系数(4-4)利用函数公式的性质，我们可以得到：(4-5)将上式代入式(4-2)，得到泰勒模式的另一种表达式：(4-6)上述公式的归一化形式为：(4-7)那时，由上式：(4-8)线源激励的幅度分布为：(4-9)其中 L 是线阵列的长度。虽然泰勒合成是一种连续线源的设计方法，但可以根据采样定理进行离散化。换言之，连续线源的泰勒分布可以通过具有足够数量的元素的离散阵列幅度分布来近似。当泰勒分布用于离散数组时，以相等

30、的间隔 d 和线性数组的长度进行采样，其中 N 是单元格的数量。(4-10)可以得到泰勒线阵各元素上幅度分布的采样计算公式，(4-11)这解决了下一节中选择和确定激励幅度的问题。4.2.2 谐振波导槽阵列设计线性和平面谐振波导槽阵列的设计长期以来一直用于实际设计和应用中。在现代机载雷达中，具有纵向平行槽的平面谐振阵列是最常用的天线。谐振波导缝隙阵列具有以下特点：1、在谐振天线阵列中，槽都是谐振的，即在中心频率处，槽等效电路的电纳或电抗应为零。2、波导驻波电压最大值出现在并联槽上，最小值出现在串联槽上。3. 在同一波导上，相邻的槽被波导波长的一半分开。4. 主波束垂直于天线阵的孔径面。图 4-2

31、 一端馈电的谐振衬底集成波导槽阵列大多数线性缝隙阵列的设计使用宽边上的纵向平行缝隙或窄边上的平行缝隙作为辐射元件。为保证阵列在中心频率处匹配，孔径激励分布基于性能，需要满足的条件如下：1、对于一端馈电的槽阵列，所有归一化槽谐振电导之和必须等于1，如图4-2所示；在中央供料的情况下等于 2。2. 在给定的槽位置，槽的谐振电导与辐射功率成正比。图 4-3 显示了间距。在传输线上由N个电导并联组成的阵列的等效电路在距离最后一个槽的距离处短路，相当于最后一个槽与开路并联。由于所有狭缝都是间隔开的，因此阵列的等效电导是各个狭缝的电导之和，依此类推。图 4-3 等效传输线电路如果假设 U 是等效电路两端的

32、等效电压，则第 n 个槽辐射的功率将为。因此，第 n 个槽的相对激励与该槽的偏移量成正比并可受其控制。为了达到辐射所有有效输入功率的要求，达到理想的匹配效果，阵列的总等效电导应等于1。假设顺序：然后（4-12）一旦确定了间隙的相对激励幅值（可以通过上一节的泰勒合成来实现），就可以从上式得到常数。这样就可以确定每个间隙的电导值。4.3 缝隙阵列天线仿真设计本章将在前几章介绍的理论基础上设计一个10单元缝隙阵列天线，并给出仿真结果。需要设计一个泰勒分布的10元波导槽线性阵列，旁瓣电平为。具体分析设计过程如下：1.确定孔径激发分布首先通过Matlab编程，综合阵列孔径的激励分布，取其，可以得到泰勒电流分布如表4-1所示：表 4-1 泰勒电流分布我1我2我3我4我5我6我7我8我9我1011.161.421.691.861.861.691.421.161确定元素导纳分布根据4.2.2节描述的容量，将孔径电流分布换算成各单元的导纳分布，