三相桥式PWM逆变电路

1、可编辑WORD版本资料-学海无涯可编辑WORD版本资料-学海无涯 12/12可编辑WORD版本资料-学海无涯(完整word版)三相桥式PWM逆变电路 湘潭大学 课程设计报告书题目：三相桥式PWM逆变电路设计 学院信息工程学院 专业自动化 学生 同组成员 指导教师 课程编号 课程学分 起始日期 目录 一、课题背景 (1) 二、三相桥式SPWM逆变器的设计内容及要求 (2) 三、SPWM逆变器的工作原理 (3) 1.工作原理 (4) 2.控制方式 (5) 3.正弦脉宽调制的算法 (8) 四、MATLAB仿真分析 (17) 五、电路设计 (11) 1.主电路设计 (11) 2.控制电路设计 (12)

2、 3.保护电路设计 (14) 4.驱动电路设计 (15) 六、实验总结 (21) 附录 (22) 三相桥式SPWM逆变电路设计 一、课题背景 随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变压变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变压变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。对逆变器输出波形质量的要求主要包括两个方面：一是稳态精度高；二是动态性能好。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。 在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的6个功率管都工作在较高频率(载波频率

3、)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。本实验针对正弦波输出变压变频电源SPWM 调制方式及数字化控制策略进行了研究，以SG3525为主控芯片，以期得到一种较理想的调制方法，实现逆变电源变压、变频输出。 正弦逆变电源作为一种可将直流电能有效地转换为交流电能的电能变换装 置被广泛地应用于国民经济生产生活中 ,其中有:针对计算机等重要负载进行断电保护的交流不间断电源 UPS (Uninterruptle Power Supply) ;针对交流异步电动机变频调速控制的变频调速器;针对智能楼宇消防与安防的应急电源 EPS ( Emergence Power Supply) ;针对船舶工业

4、用电的岸电电源 SPS(Shore Power Supply) ;还有针对风力发电、太阳能发电等而开发的特种逆变电源等等.随着控制理论的发展与电力电子器件的不断革新 ,特别是以绝缘栅极双极型晶体管 IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)为代表的自关断可控型功率半导体器件出现 ,大大简化了正弦逆变电源的换相问题 ,为各种 PWM 型逆变控制技术的实现提供了新的实现方法 ,从而进一步简化了正弦逆变系统的结构与控制. 电力电子器件的发展经历了晶闸管（SCR）、可关断晶闸管（GTO）、晶体管（BJT）、绝缘栅晶体管（IGBT）等阶段。目前正向着大容量、高频率、

5、易驱动、低损耗、模块化、复合化方向发展，与其他电力电子器件相比，IGBT具有高可靠性、驱动简单、保护容易、不用缓冲电路和开关频率高等特点，为了达到这些高性能，采用了许多用于集成电路的工艺技术，如外延技术、离子注入、精细光刻等。 IGBT最大的优点是无论在导通状态还是短路状态都可以承受电流冲击。它的并联不成问题，由于本身的关断延迟很短，其串联也容易。尽管IGBT模块在大功率应用中非常广泛，但其有限的负载循环次数使其可靠性成了问题，其主要失效机理是阴极引线焊点开路和焊点较低的疲劳强度，另外,绝缘材料的缺陷也是一个问题。 二、三相桥式SPWM逆变器的设计内容及要求 1设计内容 1.1、理论设计 掌握

6、三相桥式PWM逆变电路的工作原理，设计三相桥式PWM逆变电路的主电路和控制电路。包括IGBT额定电流、额定电压的选择，驱动和保护电路的设计，画出完整的主电路原理图和控制电路原理图，列出主电路所用元器件的明细表。 1.2、仿真实验 利用MATLAB仿真软件对三相桥式PWM逆变电路主电路和控制电路进行建模并仿真。 1.3、实际制作 利用PROTEL软件绘出原理图，结合具体所用元器件管脚数、外形尺寸、考虑散热和抗干扰等因素、设计PCB印刷电路板。最后完成系统电路的组装、调试。 2、设计要求 对三相桥式SPWM逆变电路的主电路及控制电路进行设计。分两组参数，每组参数要求如下： 直流电压为150V，三相

7、阻感负载，负载中R=2,L=1mH，要求输出频率范围10Hz100Hz。 三、SPWM逆变器的工作原理 由于期望的逆变器输出是一个正弦电压波形，可以把一个正弦半波分作N等分。然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。这样，由N个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形为正弦的半周等效。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效。 这一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出SPWM波形。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，也就是说，这种交一直一交变频器中的整流器采用不可控的二极管整流器就可以了(见图1、图2

8、、图3 )。逆变器输出脉冲的幅值就是整流器的输出电压。当逆变器各开关器件都是在理想状态下工作时，驱动相应开关器件的信号也应为与形状相似的一系列脉冲波形，这是很容易推断出来的。 从理论上讲，这一系列脉冲波形的宽度可以严格地用计算方法求得，作为控制逆变器中各开关器件通断的依据。但较为实用的办法是引用通信技术中的“调制”这一概念，以所期望的波形(在这里是正弦波)作为调制波(ModulationWave )，而受它调制的信号称为载波(Carrier Wave )。在SPWM中常用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波是上下宽度线性对称变化的波形，当它与任何一个光滑的曲线相交时，在交点的时刻控制开关器件的通

9、断，即可得到一组等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲，这正是SPWM所需要的结果。 图1可控整流器调压、六拍逆变器变频 图2不控整流、斩波器调压、六拍逆变器变频 图3不控整流、PWM 逆变器调压调频 1、工作原理 图4是SPWM 变频器的主电路，图中VTl VT6是逆变器的六个功率开关器件(在这里画的是IGBT)，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压U 供电。图5是它的控制电路，一组三相对称的正弦参考电压信号，由参考信号发生器提供，其频率决定逆变器输出的基波频率，应在所要求的输出频率范围内可调。参考信号的幅值也可在一定范围内变化，决定输出电压的大小。三角载波信号是共用的，分

10、别与每相参考电压比较后，给出“正”或“零”的饱和输出，产生SPWM 脉冲序列波 ，作为逆变器功率开关器件的驱动控制信号。 图4 MATLAB 仿真主电路 当U r U c U 时，给V1导通信号，给V4关断信号，U UN =2U d 。当U r U c U 时，给V4导通信号，给V1关断信号，U UN =-2U d 。当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通。UN U 、U VN 和WN U 的PWM 波形只有2U d 两种电平。UV U 波形可由UN U ,-U VN 得出，当1和6通时，VN U =d U ，当3和4通时，VN U =-d U ，当

11、1和3或4和6通时，VN U =0。输出线电压PWM 波由d U 和0三种电平构成。负载相电压PWM 波由 d 3U 2、d 1和0共5种电平组成。 防直通的死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。死区时间会给输出的PWM 波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。 图5 控制电路原理 2、控制方式 脉宽调制的控制方式从调制脉冲的极性上看，可分为单极性和双极性之分:参加调制的载波和参考信号的极性不变，称为单极性调制;相反，三角载波信号和正弦波信号具有正负极性，则称为双极性调制。 2.1、单极性正

12、弦脉宽调制 单极性正弦脉宽调制用幅值为r U 的参考信号波r U 与幅值为o f ,频率为o f 的三角波c U 比较，产生功率开关信号。其原理波形如图6所示。图6是用单相正弦波全波整流电压信号与单向三角形载波交截，再通过倒相产生功率开关驱动信号。 参考波频率fr 决定了输出频率o f ，每半周期的脉冲数P 决定于载波频率c f 。即: a c f f p 2 (1) 用参考电压信号的幅值Ur ，与三角形载波信号的幅值Uc 的比值，即调制度m = Ur/Uc ，来控制输出电压变化。当调制度由01变化时，脉宽由0/p 变化，输出电压由0 E 变化。如果每个脉冲宽度为，则输出电压的傅里叶级数展开式

13、为: ()()01 cos sin n n n U t A n B n =+ （2) 系数An 和B n 由每个脉宽为，起始角为的正脉冲来决定和对应的负脉冲起始角+来决定。 如果第j 个脉冲的起始角为j 则有 14sin cos 22p n j j E n A n a n =? ?=+ ? ? (3a) 14sin sin 22p n j j E n B n a n =? ?=+ ? ? (3b) 由式(2-3a)、式(2-3b)可计算输出电压的傅里叶级数的系数 ()12sin sin p n j j j j E A n a na n =?=+-? (4a) ()12cos cos p n j

14、 j j j E B na n a n =?=-+? (4b) 图6 单极性正选脉宽调制SPWM 原理波形 2.2、双极性正弦脉宽调制 双极性正弦脉宽调制的输出电压u0(t)波形在02区间关于中心对称、在0区间关于轴对称，其傅里叶级数展开式为 ()01,3,5. sin n n U t B n t = (5) ()()002sin n B u t n td t ?=? ? 式（2-5）中 输出电压u0（t ）可看成是幅值为E ，频率为o f 的方波与幅值为2E 、频率为c f 的负脉冲序 列(起点和终点分别为123212,.,p p -的叠加。因此 ()()()()()21423210 212

15、1 sin sin 2sin sin 41cos cos p p a a n a a a a p j j j E n td t E n td t B E n td t E n td t E na na n -=?-?=? ? ?=-? ?L (6) 则输出电压为 ()()02121,3,51 41cos cos sin p j j n j E U t na na n t n -=? ?= -? L (7) 输出电压基波分量错误!未找到引用源。为 ()()012121 41cos cos sin p j j j E U t na na n t n -=? ?=-? (8) 需要注意的是，从主回路

16、上看，对于双极性调制，由于同一桥臂上的两个开关元件始终轮流交替通断，因此容易引起电源短路，造成环流。为防止环流，就必须增设延时触发环节，设置死区。 3、正弦脉宽调制的调制算法 三角波变化一个周期，它与正弦波有两个交点，控制逆变器中开关元件导通和关断各一次。要准确的生成SPWM 波形，就要精确的计算出这两个点的时间。开关元件导通时间是脉冲宽度，关断时间是脉冲间隙。正弦波的频率和幅值不同时，这些时间也不同，但对计算机来说，时间由软件实现，时间的控制由定时器完成，是很方便的，关键在于调制算法。调制算法主要有自然采样法、规则采样法、等面积法等。 3.1.自然采样法 按照SPWM 控制的基本原理，在正弦

17、波和三角波的交点时刻生成的PWM 波的方法，其求解复杂，工程应用不多。如图7所示 图7 自然采样法原理图 3.2.规则采样法 三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波(负峰点)重合。规则采样法使两者重合，使计算大为简化。如图所示确定A、B点，在A t和B t 时刻控制开关器件的通断。脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。 图8规则采样原理 正弦调制信号波为t a u r r sin = (9) 脉冲宽度 )sin 1(2 D r c t a T += (10) 三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 ()sin 1(4 21 D r c c t a T T

18、 -=-= (11) 三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120，同一三角波周期内三相的脉宽分别为V 、U 和W ，脉冲两边的间隙宽度分别为U 、V 和W ，同一时刻三相调制波电压之和为零。 23c W V U T = + (12) 43c W V U T = + (13) 利用以上两式可简化三相SPWM 波的计算 四、MATLAB仿真分析 1、直流电压为150V频率为30HZ时的实验： 将控制电路中的三相正弦波函数发生器Sine Wave的频率调为30HZ，即在频率参数栏中输入60*pi，则系统输出频率也应为30HZ。直流电压源均调为75V。 仿真运行系统，显示如图16所示。 图16 电

19、压为150V频率为30HZ仿真模型 从图16可以看出，系统输出正弦波周期为0.033s左右，即频率约为30HZ.第一路波为调制波，接着三路波形分别为UN U,第五路为输出UV线电压，第六路为输出U U、 U VN和 WN 相电压。可以看出UN U的PWM波形只有75V两种电平，输出UV线电压的 U VN和 U、 WN PWM波形由150V和0V构成，输出U相电压的PWM波由100V，50V,0V共五种电平组成。 2、直流电压为150V频率为50HZ时的实验： 将控制电路中的三相正弦波函数发生器Sine Wave的频率调为50HZ，即在频率参数栏中输入100*pi，则系统输出频率也应为50HZ。

20、直流电压源均调为75V。 仿真运行系统，显示如图17所示。 图17 电压为150V频率为50HZ仿真模型 从图17可以看出，系统输出正弦波周期为0.02s左右，即频率约为50HZ.第一路波为调制波，接着三路波形分别为UN U,第五路为输出UV线电压，第六路为输出U相 U、 U VN和 WN 电压。可以看出UN U的PWM波形只有75V两种电平，输出UV线电压的PWM U、 U VN和 WN 波形由150V和0V构成，输出U相电压的PWM波由100V，50V,0V共五种电平组成。 3、直流电压为150V频率为100HZ时的实验： 将控制电路中的三相正弦波函数发生器Sine Wave的频率调为10

21、0HZ，即在频率参数栏中输入200*pi，则系统输出频率也应为100HZ。直流电压源均调为75V。 仿真运行系统，显示如图19所示。 图19 电压为150V频率为100HZ仿真模型 从图19可以看出，系统输出正弦波周期为0.01s，即频率约为100HZ.第一路波为调制波，接着三路波形分别为UN U,第五路为输出UV线电压，第六路为输出U相电压。 U、 U VN和 WN 可以看出UN U的PWM波形只有75V两种电平，输出UV线电压的PWM波形U、 U VN和 WN 由150V和0V构成，输出U相电压的PWM波由100V，50V,0V共五种电平组成。 五、电路设计 1、主电路设计 1.1、主电路

22、原理图如下： 图9主电路原理图 1.2、原理分析 由于期望的逆变器输出是一个正弦电压波形，可以把一个正弦半波分作N等分。然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分的中点重合。这样，由N个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形为正弦的半周等效。同样，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效。 这一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出SPWM波形。由于各脉冲的幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流电源供电，也就是说，这种交一直一交变频器中的整流器采用不可控的二极管整流器就可以了。逆变器输出脉冲的幅值就是整流器的输出电压。当逆变器各开关器件都是在

23、理想状态下工作时，驱动相应开关器件的信号也应为与形状相似的一系列脉冲波形，这是很容易推断出来的。 从理论上讲，这一系列脉冲波形的宽度可以严格地用计算方法求得，作为控制逆变器中各开关器件通断的依据。但较为实用的办法是引用通信技术中的“调制”这一概念，以所期望的波形(在这里是正弦波)作为调制波(Modulation Wave )，而受它调制的信号称为载波(Carrier Wave )。在SPWM中常用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波是上下宽度线性对称变化的波形，当它与任何一个光滑的曲线相交时，在交点的时刻控制开关器件的通断，即可得到一组等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲，这正是SPWM所

24、需要的结果。 1.3、器件的选型 1.3.1、整流二极管的选择 1.3.1.1、确定二极管电压额定值 整流二极管的耐压值由下式确定： a K U U V AC RRM ?2 （14） 其中，AC U 为整流桥输入电压额定值，乘2为输入电压峰值；V K 为电压波形系数，V K 1； a 为安全系数。RRM U 467V 。二极管耐压参数分为800V ，1600V 等几档，所以选择800V 。 1.3.1.2、确定二极管电流额定值 整流二极管的额定电流由下式确定： a 57 .1I I DM F ?= （15） 其中DM I 根据电路的功率和过载因素计算， U 3P I 0 DM = （16） 计

25、算得F I =58A 。 1.3.2、开关器件IGBT 的选择。 1.3. 2.1、三相全桥逆变电路开关管关断时的功率器件承受的峰值电压为： a U CE ?+?= ）（15015.1U CESP （17） 式中，U CE 为 IGBT 的 C 、E 两端承受的电压，取 150V ；1.15 是电压保护系数；150V 为 dt di L 引起的尖峰电压；a 为安全系数，通常取1.1；得到U CESP =355V 。实际应用中必然取U CES U CESP ,参考IGBT 的实际电压等级，取U CES =600V 。 1.3.2.2、求电流，显然有： U 3P I 0 0= （18） P 是逆变

26、器额定输出，U 0 是逆变器输出电压 380V ，又有 )4.15.12(I 0I c ?= （19） 2为 Io 峰值；1.5 是 1 分钟内允许的过载流量；1.4 是电流 C I 减小系数。 3P 4.1 5.12I C ?= =45.1A ，根据IGBT 的等级， C I 取50A 。 根据计算参数和实际器件型号，选用IRGPS60B120KD 型号IGBT 器件，该器件支持最大电 压为 1200V，最大电流为 50A，一个封装内包含 2 个 IGBT模块。能够满足后级三项逆变电路工作条件。 2.控制电路设计 2.1、电路原理框图 图10 控制电路原理框图 2.2、电路原理图 图11 控

27、制电路原理图 2.3、原理分析 据自然采样法，三个互差120o的正弦波与高频三角载波进行比较，每路结果再经反相器产生与原信号相反的控制波，分别控制上下桥臂IGBT的导通与关断。这样产生的六路SPWM波分别控制六个IGBT的通断，从而在负载端产生与调制波同频的三相交流电。原理图中的三角载波用S函数产生。 2.4、主要器件介绍 美国 IR 公司生产的IR2110 驱动器。它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。IR2110 采用HVIC 和闩锁抗干扰CMOS 制造工艺，DIP14 脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端

28、工作电压可达500V，dv/dt=50V/ns，15V 下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围1020V；逻辑电源电压范围（脚9）515V，可方便地与TTL，CMOS 电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有5V 的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns 和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。 3、保护电路设计 3.1保护电路的作用 电力电子电路中设置保护电路主要是防止电路中电力电子器件的损毁。 3.2电路原理图 图12 过流保护电路 图13 过电压保护电路 3.3原理分析 电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能

29、会发生过电流。过电流分为过载和短路两种情况。通常采用的保护措施有：快速熔断器、直流快速断路器和过电流继电器。一般电力电子装置均同时采用集中过流保护措施，以提高保护的可靠性和合理性。综合本次设计电路的特点，采用快速熔断器，即给晶闸管串联一个保险丝实施电流保护。如图12电流保护电路所示。对于所选的保险丝，遵从t I2值。 I2值小于晶闸管的允许t 电力电子装置中可能发生的过电压分为外因过电压和内因过电压两类。外因过电压主要来自雷击和系统中的操作过程等外部原因。本设计主要用于室内，为了使用方便不考虑来自雷击的威胁。根据以上产生过电压的的各种原因，设计相应的保护电路。如图5过电压保护电路所示。其中：图

30、中是利用一个电阻加电容进行电压抑制，当电压过高时，保护电路中的电容会阻碍其电压的上升，从而防止电子器件IGBT管因电压的过高厄尔损坏。图13中的电阻可以是1K左右的电阻，而电容的值可以为100F左右，这样形成一个保护电路。 4、IGBT驱动保护电路 本设计采用日本富士公司的EXB841（日本富士公司的EXB系列混合集成电路是生产的IGBT专用驱动芯片）高速集成芯片去驱动。它本身具有驱动电流放大能力，同时具有使控制电路和IGBT所在主电路间实现电流隔离的功能，还具有过电流保护功能7。 驱动芯片EXB841的控制原理 EXB841的驱动主要有三个工作过程：正常开通过程、正常关断过程和过流保护动作过程。14和15两脚间外加PWM控制信号，当触发脉冲信号施加于14和15引脚时，在GE两端产生约16V的IGBT开通电压；当触发控制脉冲撤销时，在GE两端产生-5.1V的IGBT关断电压。过流保护动作过程是根据IGBT的CE极间电压ce U的大小判定是否过流而进行保护的，ce U U由二极管Vd7检测。当IGBT开通时，若发生负载短路等发生大电流的故障，ce 会上升很多，使得Vd7截止