地震勘察仪器原理与结构

1、地震勘探仪器原理与结构一、对地属勘探仪器的基本要求1地震波运动学特征对地定勘探仪器的要求为了利用地震波的运动学特征来推测地下反射界面的位置和形态，就要求记录多道地震信号，以便进行波的对比，识别同相轴；记录震源激发信号作为计算反射时间的起点；记录计时信号作为计算反射时间的标尺；在采用炸药震源时还要记录井口信号，以测定地震波从炮井井底的炸药爆炸点传到炮井井口的时间一T值，进而依据已知的炮井深度h来推算表层的速度V=h/T，为今后地震资料处理时进行静校正提供依据。除地震信号以外的这些需要记录的信号统称为辅助信号。通常所说的地震仪记录道数指的是地震道的道数，辅助道不包括在内。地震仪对地震信号的数据采集

2、过程从震源激发时刻开始，一直持续到最深目的层反射信号完全到达时为止。采集过程的持续时间称为记录长度，采用炸药等冲激震源时，记录长度T为:T=2h/v式中h一一勘探目的层最大深度；v地震波的平均速度。在地震勘探中，有意义的最大反射界面的深度很少超过10km,而达到这样深度的平均地震波速度，至少是3500m/s。因此，通常要求的记录长度为6s。深钻、地质解释和地震信号穿透力等项技术改进后，需要的记录时间还可能增加。反射时间的标记是根据磁带上记录的计时信号进行的，如果计时信号本身不精确的话，依据它测出的反射时间也就不精确，由此推测出的反射界面的位置也就不准确，因此，一般要求计时信号的可重复性和绝对准

3、确度都应保持在0.05的容许范围内。2地震波动力学特征对地震仪的要求为了能利用地震波的动力学持征来推测地下岩性，甚至直接找油找气，就要求地震仪高保真、高信噪比、高分辨宰地把地震波记录下来。具体来说，应满足以下几项基本要求：（1）地震仪允许输入的幅度范围（简称仪器的动态范围）必须大于需要记录的地震信号的动态范围。需要记录的地震信号的最大幅度是从震源育接传到高震源最近的检波点的直达波幅度，它与偏移距的大小有关；需要记录的地震信号的最小幅度是最深目的层反射波传到地表时的幅度，由勘探深度要求决定。目的层越深，反射信号则越弱，当反射信号幅度比外界环境噪声的幅度还小时，就会被外界环境噪声淹没。因此，一般认

4、为需要记录的地震信号最小有意义幅度是外界环境噪声的幅度。目前通过地震资料的数字处理，有可能从环境噪声背景中提取幅度仅有环境噪声幅度1/10的弱信号。考虑上述三方面因素，人们普遍认为地震勘探仪器的动态范围应达到或接近120dB。地震仪应该设置滤波器，在记录之前对接收进来的妨碍有效波记录的干扰波进行压制。这些滤波器给地震仪限定的记录频率范围应该尽可能大于需要记录的地震信号的频率范围。由于地层的选频吸收效应，使得越是深层的反射信号，其主频越低。因此，需要记录的地震信号最低频率由勘探深度要求决定，可能需要延伸到10Hz或10H2以下。需要记录的地震信号最高频率由勘探分辨率要求决定。一般来说，在进行地震

5、普查时取125Hz就可以了，进行地震详查时应取250Hz，高分辨率勘探可能需要取到500Hz，甚至更高。在所能记录的幅度范围和频率范围内，地震仅应该基本上是一个线性系统。所谓线性系统就是当输入为单一频率的正弦波时，输出也是同频率的单一正弦波。如果给一个系统输入一个频率的正弦波，其输出中出现很多频率为n（n为正整数）的新的频率分量，那么我们就认为这个系统是非线性系统或者说存在非线性失真。实际上，完全线性的系统是不存在的。3多道记录对地震仪的要求最早的地震仪是单道的，为了便于进行波的对比和提高野外生产效率，后来发展成为多道地震信号同时记录。随着多次覆盖技术的推广和覆盖次数的提高，要求进一步增加道数

6、。高分辨率地震勘探要求缩短道距至25m、10m甚至5m,而为了保持一定的排列长度，自然也要求道数多一些。三维地震勘探方法的普遍应用更是要求地震仪的道数多达几千道。在多道记录的情况下，为了确保地震记录的质量，还必须要求地震仪内部各地震道电路的振幅特性和相位特性保持良好的一致性，道与道之间的相互干扰（即道间串音）应很小（一般要求小于-80dB）。4野外工作条件对地震勘探仪器的要求地震仪长年在野外工作，工作环境与室内仪器大不相同。由于野外环境条件差，造成仪器发生故障的外部原因很多。而地震仪一旦发生故障，轻则影响地震记录的质量，重则使整个地震勘探队的工作陷于停顿，所以特别要求地震仪有很高的稳定性和可靠

7、性，并且具有一定的自检能力和野外监视功能。除此之外，体积小、质量小、耗电省、操作简便、易于维修也是应尽可能满足的基本要求。二、两类地震检波器的工作原理地震检波器是把传输到地面或水中的地距波转换成电信号的机电转换装置，它是地震仪野外数据采集的关键部件。陆上地震勘探普遍使用电动式检波器，海上地震勘探普遍采用压电式检波器。涡流检波器是20世纪8（）年代发展起来的一种新型检波器。1电动式地震检波器电动式地震检波器的结构和外形如图31所示。它由永久磁铁、线圈和弹簧片组成，磁铁具有很强的磁性，它是地震检波器的关键部件；线圈由铜漆包线绕在框架上而成，有两个输出端，它也是地震检波器的关键部件；弹簧片由特制的磷

8、青铜做成一定的形状，具有线性弹性系数，它使线圈与塑料盖连在一起，使线圈与磁铁形成一相对运动体（惯性体）。礪铁一I二Qb）电动式检波器外形（a）电动式检波器基本结构当地面存在机械扳动时，线圈对磁铁作相对运动切割磁力线，根据电磁感应原理，线圈中产生感生电动势，且感生电动势的大小与线圈和磁铁的相对运动速度成正比，线圈输出的模拟电信号与地面机械振动的速度变化规律是一致的。一、运动方程的建立检波器内部各组成部分的运动关系如图32。地震检波器运动方程的建立，以及其基本思路要从地震检波器的功能入手。地震检波器的功能是将地面的机械振动转换为相应的电圉3-2检波器内各部分的运动关系模拟振动信号。因此，研究地震检

9、波器就应该首先找出地震检波器输出电压和地面运动的关系，而地震检波器输出的电压是由于线圈相对磁铁运动切割磁力线产生的，所以关键是要找出地面运动与线圈运动的关系。地震波传到地面后，假设地面相对其原来位置产生一个向上位移z。如忽略检波器与地面的藉合问题，即认为检波器外壳与地面一起运动，则地面的位移就是检波器外壳的位移，而磁铁又是同外壳固定在一起的，所以此时磁铁也相对其原位置产生一个向上位移乙显然，惯性体也会相对其原来的位置产生一个向上的位移y,由于惯性的原因，惯性体的位移将小于地面的位移，于是弹簧被拉长x,即线圈相对磁铁有一个向下的位移X。检波器内各部分的运动关系为Y=z+x(3-1)此时，线圈及框

10、架组成的惯性体受到如下外力的作用。弹簧克服惯性体重力后的拉力fkKFk=kx式中k一一弹簧的弹性系数，负号表示Fk与x方向相反。KK根据法拉第定律，线圈相对磁铁运动时，线圈产生的感应电动势为线圈受到的电磁阻尼力一线圈磁通量；n线圈匝数；S机电转换系数dr(34)对低频地震信导而言，线圈的感抗很小可以忽略，因此线圈中的感应电流为Rc线圈内阻；Ro线圈负载电阻。由楞次定律可知：当线圈中有电流流过时，线圈将受到阻止其运动的电磁力Fl=-n驚.彳=_就(3_6)将(3-3)式、(3-5)式代入3-6)式得乩二-菁煜(3-7)3铝制线圈架受到的电磁阻尼力圆筒形铝制线圈架可看作是一个单匝闭合线圈。当线圈架

11、随同线圈一起在磁场中运动时，线圈架内将产生涡流磁场。涡流磁场对此涡流的作用力也将阻止线圈架运动，由(3-7)式可知，这种电磁阻尼力与线圈相对磁铁的运动速度dx/dt成正比，方向相反:式中“比例系数。空气阻力比FT小得多，可忽略不计工F=Fk+Fi,+Ft二kj:(_p+H/i?寄w=m=m(霁+常)M霁+3+“/尺療+屁=-M豁d2jc,ju+52/i?dr,k_d2xdz2Mdt(3-9)(3-10)(3-11)线圈架组成的惯性体运动符合牛顿第二定律，即AF二M&化为一般式有护工.Lr2_d?+2AdF+-d?式中h衰减系数，h=i伽自然频率，=衰减系数与自然频率之比称为阻尼系数，简称DD二

12、hjgy(3-12)(311)式反映了线圈运动与地面运动的关系，称为电动式检波器的运动方程，在此基础上可进一步导出电动式检波器输出电压与地面运动的关系输出电压方程o二、输岀电压方程和固有振动电动式检波器的输出电压为R瓦二頁Rq(3-13)将(3-3)式代入上式得V母w訴G金wi式中助检波器固有振动角频率,刘=丿朋一胪即周期Tt=27r/a)i(3-18)(3-16)式的通解为V=e-fct(cicoscoi?+c2sintdii)-ce-1sin(ojit+却(3_19)式中c-+cl;i=arctgc2/ci这种情况称为欠阻尼*由(3-19)式可知，在欠阻尼情况下电动式检波器输出电压的固有振

13、动为逐渐衰减的正弦振动，如图3-3(a)所示。当D=h/1时，式(3-17)有两个不相等的实根，即n,2=hVh2-(o=ha2(其中s-Vh2&jo)G-16)式的通解为W二门出丄+)2h+=G3玄3(3-22)HCjay)=7-由(3-22)式可得电动式检波器的幅频特性为G(tu)=|=G(3-23)图34电动式检波器振幅特性根据上式可绘出电动式检波器的振幅特性如图3-4所示。由图可见，电动式检波器在以地面振动速度作为输入量时，输出电压呈现二阶高通滤波器的频率特性，因此对低频面波干扰可以有一定的压制作用。电动式检波器振幅特性曲线的形状，取决于阻尼系数，下面分三种情况讨论；当D=ft/)t故

14、G(G单调上升趋近于G,没有尖峰出现。当D=A/u-o=1/2时，G4)刚好不出现尖峰，或者说尖峰出现在无穷远处，这种状态称为最佳阻尼，将代入(3-23)式得(3-25)G3=G=Vi+()4最佳阻尼是振幅特性GQ)出现尖峰和不出现尖峰的分界，而临界阻尼是固有振动波形呈周期性与呈非周期性的分界，由于D=l/72-ta)2将(3-36式与(3-22)式对比可见，变压器耦合式海上检波器的传输函数像电动式检波器一样也具有二阶高通滤波器的特性。而由(3-50)式可见，带电荷放大器的海上检液器的传输函数则具有二阶带通滤波器的特性，这个二阶带通滤波器可看作是一个低截频为妙的一阶高通滤波器同一个高截频为初的

15、一阶低通滤波器串接组成的，并具有G倍的增益。两种海上检波器各有其优点，然而，尽管带电荷放大器的海上检波器比变压器耦合式海上检波器容易接受串音干扰，但它没有因变压器接受磁干扰而产生的噪声，而且便于在勘探船上测试整个电路，因此在海上勘探中，人们越来越多地使用带电荷放大器的海上检波器。无论采用哪种类型的海上检波器，都应根据勘探任务需要选择它们的工作频率。或者依(3-42)式和(3-51)式改变它们的频率范围，以便所需要记录的信号频率都能通过检波器。2多路转换开关(MUX)一、多路转换开关的基本功能能够按照控制指令对模拟电压或电源进行通断控制的器件称为模拟开关。具有公共输出端的多个模拟开关的集合称为多

16、路开关(MUX)。最简单的一种MUX,其开关组态如图431(a)所示。它在接收多道地震信号的采集系统中常被用作采样开关，它的多个输入端分别与对应道的前放滤波器输出端相连,公共输出端与浮点放大器输入端相连。在对某一道信号采样时，该道所连接的开关便导通，其它道的开关全都断开，在一个采样周期Ts内，依次对滤波器输出的各道信号均采样一次。因此多路开关的输出是一连串周期性按道序排列的采样脉冲，如图431(b)所示。这些采样脉冲我们称为子样。图中代表第i道的第j次采样(i;1,2,3,m)或者第j个采样周期对第i道采样所得的子样(j=1,2,3.n)这里m为采样系统的道数，n为采样用期数或每一道的采样次数

17、。*fr多路开关（b）输出波形图4-31多路开关及其输出波形示意由图431可见，多路开关的功能是：将多路并行输入的连续信号转换成一路串行输出的离散子样。因此多路开关又称为多路转换开关。二、道间一致性与道间串音问题由图41和图431可综合得到图432所示的地震道组成框图。由图可见，在多路开关之前，各地震通信号所通过的电路（称为地震道）是彼此分离的，而在多路开关之后的电路则是各道公用的。由于大多数采集系统的道数都不只一道而是多道，这样就有必要考虑道间一致性和道问串音这两个多道系统特有的问题。1道间一致性所谓道间一致性是指，各地震道不仅组成结构完全相同，而且传输特性（振幅特性、相位特性）也没有任何差

18、异。只有在这个前提下，才可以认为磁带上记录的各道地震信号间的差异完全是因为到达各检波点地震信号的差异而造成的。所以，道间一致性是地震勘探对多道地震数据采集系统的一项基本要求。由图432可见，要保证各地震道的道间一致性，就要保证各地震道的检波器型号及其组合参数、检波器连线电阻、前放滤波器的电路结构及元件参数、多路开关的通断性能等等，都一一对应相同。集中控制式数字地震仪因为所有要记录的地震道的信号都通过大线电缆送到仪器车上集中由一个采集系统进行采集，所以近道远道连线的电阻差异较大，道数越多，道间一致性越难保证。分布式遥测地震仪由于每个采集站的道数少，各道检波器连线电阻差异不大，因此道间一致性比常规

19、地震仪好得多。通常所说的地震仪道间一致性主要是指多路开关及前放滤波电路的一致性。一般要求：在给采集系统各道前放同时输入相同的测试脉冲时，各道测试记录的振幅差应小于士0.2，时间误差应小于士0.5ms。2道间串音由图432可见，各地震道电路本来是彼此分离的，但是因为某些原因还是会出现某一道的地震信号串漏到别的地震道中去的现象。就像我们打电话时听到别的通话线路上也在说话一样，这种现象称为道间串音。集中控制式数字地震仪的大线电缆芯线又多又长，而且还靠近在一起，各道检波器连线间相互感应容易造成串音。此外，由图432可见，采集系统中各道采样开关的输出端并联在一起，是最可能造成串音的部位，因此对多路转换开

20、关最基本的要求就是要尽可能减少道间串音*三、减少道间串音的措施1减少每个采集系统的道数减少道数m可减少因开关断开电阻Rd不为无穷大而造成的串音，若m=l,即单站单道，则可从根本上消除串音。减少道数m还可减少寄生电容，加速子样脉冲尾部的衰减，同时增大采样间隔，由图433可见，这样就能减少分布电容造成的串音。2减少多路开关前级滤波器的榆出电阻以两道为例，Vn和VI2为第一道和第二道信号，Ri为前级滤波器的输出电阻，Ron和ROFF分别为开关接通和断开时的等效电阻，当第一道断开、第二道接通时等效电路如图4OFF34，多路开关输出电压V0可近似表示为Vo+尺口尺职Vn(4-76)由(476)式可见，为

21、了减少串音，要求多路开关前级滤波器的输出电阻Ri应该尽可能小，如果前级的输出电阻不能满足这要求的话，就应加一级电压跟随器为多路开关提供极小的Ri3瞬时浮点放大器(IFP)一、瞬时浮点放大器的功能如果在多路开关和AD转换器之间不设置浮点放大器，让多路开关输出的子样电压直接由AD转换器进行模数转换，那么就会产生以下两个问题。首先深层弱信号的量化精度低。A/D量化误差为q=q,q为A/D量化电平，若多路开关输出子样电压为a直接由AD量化的相对误差为由上式可知：信号越弱，a越小，相对误差q就越大，即量化精度越低。其次A/D位数不够。满足地震勘探精度要求的地震信号动态范围DR=10o一120dB。这么大

22、范围输入的地震信号如果单纯由A/D转换器提供是比较困难的。现有的14位A/D转换器动态信号只有84dB。假若多路开关输出于样电压直接由14位A/D量化的话，就会使大量深层信号因其幅度位于A/D的最小量化电平以下而转换不出来。为了解决上述两个问题，数字地震仪采样系统的多路开关之后都接了一个瞬时浮点放大器。该放大器的特点是，其增益能以4或2为台阶瞬时改变，因此称为瞬时浮点放大器(IFP),简称浮点放大器或主放大器。设多路开关输出的第i道的第j次采样脉冲幅度为鲁，脉冲宽度为T，在此脉冲存在期间(时间T)瞬时浮点放大器经过多次增益调整，最后为该子样选定一个不致使A/D发生溢出的增益，即满足1j-2G，

23、i(4-78)的最大允许增益2G.,该子样幅值放大为=ai*2Gv(79)再由A/D转换器将A百转换成一个二进制数码Dj这样，浮点放大器的增益阶码G“和A/D尾数Dj就组成一个代表第道第j次子样幅值的浮点二进制数码，即=2c-Dij(4-*80)因此，我们把由多路开关、浮点放大器和模数转换器三者组成的电路称为模拟一浮点数转换电路。由记录系统记录在磁带上的地震子样浮点数据就是由这个电路产生的。在模拟一浮点数据转换电路中，浮点放大器具有两项功能。提高弱信号量化精度子样电压被浮点放大器放大Kf倍后，再由A/D量化，其绝对量化误差虽不变，但相对量化误差却变为沪V(481)a*Kp将上式与(4-77)式

24、比较可见，这比直接由A/D量化，相对量化误差减小Kf倍，即量化精度提高Kf倍。信号越弱，即口越小，则Kf越大，精度提高的幅度也越大。扩大数字转换范围瞬时浮点放大器的增益并不是对所有被放大的子样都是一样的，而是根据被放大的子样幅值来定的，因此它的增益不是固定增益而是浮动增益，记作Kf。浮动范围为Kf迥Kfz。设置瞬时浮点放大器后，量化范围即模拟一浮点数转换的最大值和最小值分别为(4-82)数字转换的动态范围为DR=201og:(4-83)一般A/D位数=14,fVKFmm=2（）（Kf噺=25代入上式计算得DR=168dB,按（4-83）式计算的仪器动态范围偏大，真正反应仪器记录大小信号能力的指

25、标是系统动态范围。为了最大限度地提高每个子样的量化精度，瞬时浮点放大器就要在增益调整范围内为该子样选定一个满足（4-78）式的最大允许增益Kf,这个增益因为既能使子样达到最大可能的量化精度，又不致值子样被放大后超出A/D量程造成记录失真，因此被称为该子样的“最佳增益”Kf=2C，o这里G,称为第，值第丿次子样浮点数的阶码，它的四位二进制编码称为该子样的增益码。大多数数字地震仪的模拟一浮点数转换电路产生的每个子样的浮点二进制数据为19位：1位符号位，4位增益码，1斗位尾数。符号和尾数由A/D转换器产生,4位增益码由浮点放大器逻辑电路产生。二、瞬时浮点放大器的结构类型和原理瞬时浮点放大器有多种结构

26、类型，但无论是哪种类型都基本上由三部分组成：浮点放大器、增益比较器和增益逻辑电路，如图4-39所示*浮点放大器的增益Kf由增益逻辑电路图4-39浮点放大器组成框图控制，浮点放大器对多路开关送来的子样脉冲进行放大，增益比较器将放大后的子样电压与阀值电压相比较，增益逻辑电路根据比较结果决定怎样改变浮点放大器的增益。在子样脉冲存在期间，经过若干次增益调整，最后为该子样选定出一个最佳增益，增益逻辑电路送出最佳增益的增益码。A/D转换器对最佳增益放大后的子样电压进行模数转换。不同类型的瞬时浮点放大器主要区别在于浮点放大级的电路结构不同，增益逻辑的增益调整程序不同。1.七阶型TFP放大器此类IFP中有七个

27、基本放大节，每个放大节的电压增益为，如图4-40所示。主要代表仪器为SN-338.SDZ-751等。七阶型IFP放大器的前端为输入缓冲级爲、如，用来接收来自多路转换开关输出的序列子样脉冲和漂移校正电路Ao输出的漂移电压，其末端接有缓冲输出级用于阻抗匹配。增益开关&$与对应的各基本放大级的输出相连接，开关的输出全连接在一起，构成输岀母线。在任何时候只有一个开关接通，接通的那一个开关就决定了输入到输出的增益。例如：缶开关接通时增益为4和S,开关接通时，增益为伞；E开关接通时，增益为4蔦比较器将放大后的子样电压与正、负参考电压进行比较，对比较的结果发出判断指令，增益控制逻辑电路发出相应的增益开关指令

28、，使增益增加或减小或不变“控制指令*-PTTi增益开关控制擋令增益控制逻辑TTT增益码图4*40七阶型IFP框图SN-338仪器的IFF采取三次增益放大、三次比较、三次增益调整的工作方式。每当一个子样进人IFP时，控制逻辑电路首先赋予它的增益为宁，即比开关首先接通，其它开关断开。子样经过厅放大以后经缓冲级去增益比较器与参考电压进行比较，若放大后的子样电平高于窗口电平上限，则比较器做出增益降低的判断，控制逻辑使增益开关民接通,&开关断开，即增益由原来的2*变为诩图4-41七阶型IFP放大器增益调整图24;若放大后的子样电平低于窗口电平下限，则比较器做出增益增加的判断,控制逻辑使增益开关&接通，S

29、4开关断开，即增益由原来的2*变为2徨；若放大后的子样电平处于窗口电平的上限与下限之间，则比较器做出增益不变的判断，增益仍然为从而完成第一次增益调整a第一次增益调整期间，增益改变台阶为2S第二、第三次增益调整期间，增益改变台阶为2S增益调整图如图斗-41所示。在每个采样周期的起始时刻，主放的人口接地，$开关接通，A?输岀的是漂移电压。当对地震数据进行放大时，邑开关断开，漂移电压被反相保持在漂移补偿电路皿的输出端，反相后的漂移值加至缓冲输入级金2,它与子样脉冲在电路上作相减运算，从而达到消除零点漂移的目的.4模数转换器(A/D)当待测信息是时间和幅值均连续的模拟信号时，为满足数字信号处理的要求，

30、必须将模拟信号转换成数字信号。A/D转换器就是将模拟信号转换成数字信号的功能单元，它是现代仪器系统中的重要功能部件。本节主要讨论常规A/D转换器的基本原理以及应用地震勘探仪器中常用的几种A/D转换器。一、A/D转换器基本类型及原理A/D转换器的种类很多，按照其基本工作原理可分为直接型A/D转换器和间接型A/D转换器两大类。直接型A/D转换器将输入的模拟量直接转换成数字量代码，不需要增加任何中间变量；而间接型AD转换器则需要借助时间、频率、脉冲宽度等中间变量才能完成A/D转换。常用的并联直接比较型A/D转换器和逐次逼近型A/D转换器居于直接型A/D转换器；而双斜式（亦称双积分型）A/D转换器和其

31、它一些“电压一频率一数字”转换器（亦称压控振荡器vOC）则居于间接测A/D转换器。3逐次逼近型A/D转换器逐次逼近法的工作原理非常像天平称重物，其原理框图如图456所示。图中，比较器特转换子样输入比较器BRLCONVSTRT逻辑控制#T网及T网开关相当于天平的指针，用于指示待转换字样电压与基准电压Vt的比较结果，T网及T网开关电路相当于天平的砧码盘，用来产生权电压Vt,逻辑控制和码寄存器相当于天平的操作者,按照连续时钟脉冲的节拍，控制T网及T网开关依次产生一系列基准电压，并存储比较器每次的比较结果。ICONVSTRT为A/D转换器启动指令，BRL（BitRjectionLevel）为位取舍电平

32、。A/D对子样开始量化时，由CONVSTRT的上跳沿启动A/D控制逻辑电路，控制T网及T网开关电路产生第一个权电压VI.V1与子样比较，若子样大于VT,则位取舍电平BRL=1，控制码寄存器的第一位为1,表示取用该位；反之，BRLL=o,控制码寄存器的第一位为0该位被舍去。取用时，电路仍产生第一位的权电压v7；舍去时，电路就不再产生第一位的权电压vT。接着就是判断第二位，过程相同。依此类推，A/D转换器将所有位的输出都判断出来，输出为1的位，电路产生相应位的权电压，最后的权电压vT等于所有输出为1的位所对应的权电压之和，它在数值上与子样的输入相等。所有各位判断完成后，码寄存器的并行输出即为A/D

33、转换结果。与积分型A/D转换器相比，逐次逼近型A/D转换器具有较高的转换速度；同时，与直接比较型A/D转换器相比，逐次逼近型A/D转换器具有较高的转换精度。因此，在转换速度和精度上，逐次逼近型A/D转换器能够满足大多数数据采集系统的需要，而且价格也比较低，所以它已成为目前应用最广的A/D转换器。许多地震勘探仪器所使用的A/D转换器就是逐次逼近型A/D转换器.5役24位A-ZA/D转换技术高分辨卒地震勘探要求地震信号的动态范围高达120dB，这就要求数据采集系统A/D转换器不低于20位，这在传统数据采集系统中是无法实现的。因为传统数据采集系统先将连续的地震信号进行采样，之后再对多路串行的离散样电

34、压（于样电压）进行A/D量化，A/D转换器位数越多，每个子样电压的量化时间越长，要求采样卒就越低，致使更高频率的地震信号得不到记录，这是无法满足高分辨率地震勘探需要的。另外较多位数的传统A/D，需要由模拟电路产生众多的一系列标准权电压，用它们逐个与子样电压进行比较，靠模拟电路来保证这些权电压的精度是很难做到的。上述两方面的问题都因-A/D转换技术的应用而得到解决。以SN388（法国产）和SYSTEM2000（美国产）为典型代表的当代徭测地震仪，在高分辨率地震勘探野外数据采集工作中发挥着重要的主导作用，它们的技术关键都是在野外采集站中设置了24位-2A/D转换器。全面了解和掌握-2A/D转换器基

35、本原理及在地震勘探中的应用对地球物理工程技术人员是十分重要的。、地震勘探仪器的数据采集系统地震数据采集系统的任务是按照勘探技术指标的要求将野外地震数据记录下来，之后再由计算机数据处理中心对所采集的野外地震数据进行精细处理，获得高精度的地震剖面等信息，这就决定了地震勘探仪器的核心部分就是地震数据采集系统。地震数据采集系统指的是从地震勘探仪器入口到模数转换器输出信号所经过的电路系统。本章主要讨论当代地震数据采集系统的基本组成原理，同时介绍数据采集系统的重要部件的电路原理。1地震数据采集系统的基本组成原理一、集中控制式地震数据采集系统20世纪7（0年代中期，数字地震仪的出现，把地震勘探带入了一个崭新

36、的时代，出现了以DFSv和SN338为代表的集中专用控制式数字地震仪。到了80年代，随着电子技术和计算机技术的发展，新技术、新器件不断应用到数字地震仪的设计和生产中，又出现了以SN358和MDS16为代表的计算机集中控制式数字地震仪。所谓集中控制式系统是指整个仪器系统的控制部分采用统一的数字逻辑电路完成。根据控制逻辑所采用的电路形式，集中控制式地震仪又可分为专用集中控制式数据采集系统和计算机集中控制式数据采集系统。1专用集中控制式地震数据采集系统专用集中控制式地震数据采集系统的般框图如图41所示。采用这种控制方式的地震仪主要有美国得克萨斯州仪器公司的DFsv型地震仪，法国舍塞尔公司的SN338

37、型地震仪和国产SDZ751地震仪等。在图41中，虚线中的功能单元构成整个系统的逻辑控制部分，各功能单元采用专用设计的硬件电路，从而构成集中控制式系统。在数据采集过程中，整个信号的处理流程为：地震信号由检波器拾取后，将地面振动信号换成模拟电压信号，该信号经模拟信号传输大线送至大线滤波器以滤除共模干扰和高频干扰，滤波之后的信号送至低噪声前置放大器放大，以利于后续滤波处理；放大后的信号送至高通滤波器、低通滤波器、陷波器进行模拟滤波处理；为防止采样过程中产生假频干扰，还要用大陡度去假频滤波器对信号进行滤波处理，然后再送入多路转换开关进行时分复用转换并同时完成采样；经过多路合一的各道信号的子样送瞬时浮点

38、放大器（IFP）进行可变增益（对于小信号自动调整选择较大增益，对于大信号自动选择较小增益）的放大，然后将IFP调整后的模拟信号送人15位逐次逼近型A/D转换器进行模数转换；IFP产生的3位增益码和15位A/D转换的尾数送入格式编排电路按照规定的格式进行编排，编排的结果送入数字磁带机记录。为监视记录在磁带中的数据的质量，在完成数据记录后还需要进行数据团放。回放主要包括反格式编排、自动增益控制、D/A转换、反多路转换、回放滤波等处理，最后用绘图仪形成回放记录。符合质量要求的数据磁带需要送计算中心完成员后的处理与解释。大线滤液器低噪声前置放大器模拟滤披器多路转换开关大线滤波器低噪声前置放大群模抵滤液

39、器时模数i浮数据：记点一转f豊丄录放换訂逻大器訂辑器（b）数据回放流程图4-1专用集中控制式数字地震仪一般框图2计算机集中控制式地震数据采集系统计算机集中控制式地震数据采集系统的一般框图如图42所示。采用这种控制方式的地震仪主要有美国的MDS15B型地震仪和法国舍塞尔公司的SN358型地震仪等。与图41对比可以看出，计算机集中控制式数字地震仪在数据编排部分之前与专用集中控制式数字地震仪的数据采集部分基本相同，仍采用IFP和逐次逼近型A/D转换器，而在整个系统控制和后续数据编排和处理部分采用通用计算机控制，各种控制功能通过软件编程用计算机接口实现。由于采用了计算机控制，使仪器系统的整体控制部分的

40、功能更加完备、灵活，并具有一定的数据处理功能。因此，整个系统的智能化水平有了很大提高。集中控制式地震数据采集系统的最大特点是：采用IFP与15位逐次逼近型A/D转换器互相配合以获得较大的信号处理动态范围。在实际系统中，IFP采用34位增益码，A/D转换器采用15位（1位符号位，14位尾数）逐次逼近型，集中控制式数字地震仪动态范围理论上可达168dB，但实际考虑仪器噪声等因素的影响，仪器的动态范围一般不超过120dB。二、分布式遏测地震仪数据采集系统一般情况下，集中控制式数字地震仪的检波器通过模拟信号线（一般称为“大线”）与采集系统连接。由于大线上传输的是模拟信号，传输的距离又比较远，因此信号易

41、受各种干扰因素的影响。同时，由于采样间隔和大线质量的限制，集中控制式地震仪中一条大线电缆一般不超过120道。随着计算机技术在地震仪中应用的不断深入，人们把数据采集系统中的放大器、滤波器、A/D转换器、数据传输控制逻辑以及整体控制用CPU完成。（cPU做在一个小箱体内，称为“采集站”）将采集站放置在检波点上，每个采集站用较短的模拟信号线（一般称为“小线”）与18道检波器连接，各采集站用数字信号线（数字大线）或以无线方式与中央记录主机相连，当各采集站和记录主机之间合理组合时，可以构成分布式数据采集系统。由于数据采集部件在检波点而不在仪器车上，因此这类系统又被称为“遥测地震仪”。分布式遥测地震仪数据

42、采集系统的一投框图如图43所示。遥测系统的采集站与中央记录主机之间传输的是数字信号，采集站和记录主机可以灵活组合。因此大大降低了信号传输过程中各种干扰因素的影响，同时大大提高了的地震仪的道数。分布式遥测地震仪的道数可达到上千道甚至上万道。根据遥测地震仪采集站所采用的电路结构形式，采集站又分为早期使用的IFP型采集站和目前所使用的24位-LA/D型采集站。1IFP型采集站采用IFP放大器的采集站的一般框图如图44所示。采用这种控制方式的地震仪主要有美国得克萨斯州仪器公司的DFS1V型地震仪、美国的MDS16型地震仪和法国舍塞尔公司的SN368型地震仪等。从图44可以看出，采用IFP放大器的采集站

43、的内部结构与计算机集中控制式地震仪前端的结构形式基本相同。其主要电路结构（前放滤波、多路转换、浮点放大、A/D转换和CPU控制）与计算机集中控制式地震仪相应的电路也基本相同，只是采集站的道数一般为68道，可以使检波器通过较短距离的小线就近接入采集站。采集站中的控制部分一般由cPu完成，控制功能主要包括对前置放大器增益、滤波器的选择、多路转换开关切换、浮点放大器、A/D转换器、数据存储以及数据传输接口的控制。信号处理流程与集中控制式地震仪类似，在此不做赘述。2IFP型采集站存在的问题影响地震仪频率特性的因素主要是模拟电路及A/D转换之前采样速率的限制。对于低频响应而言，直流放大器和直流耦合技术，

44、可以很容易地满足高分辨率地震勘探3Hz低频响应的要求。对于使用多路转换开关和IFP技术的地震仪而言，其高频响应主要取决于多路转换开关的采样频率。设采样频率为fs；有效信号中的最高频率为fmax；IFP的单道调整时间为tc；地震道数为N；考虑到采样定理fs2fmax的要求，取fs=4fmax，系统的高截止转折频率fc=fmax，则有讥十产占（D（41）式表明：当IFP的调整时间确定之后，地震仪的高截止转折频率与地震道数成反比。一般情况IFP的调整时间tc的最小值受IFP电路的限制不能做到很小，而现代高分辨率地震勘探要求地震道数N很高。显然，当IFP的调整时间确定之后，常规IFP式地震仪难以同时满

45、足较高的高截止频率fc和较高的道数N的要求。对于模拟电路来说，影响仪器动态范围的主要因素是模拟电路本底噪声幅值和仪器最大不失真情号的幅值。当模拟电路静态工作点确定之后，（主要由电源和电路结构本身确定）在确定频响范围内电路的最大不失真输出是确定的值。因此，电路的噪声指标就是决定模拟电路动态持性的主要因素。一般情况下，对于N位A/D转换器，其动态范围DR为DR=201og2tt6.（4-2）就目前集成电路工艺和技术来说，对于传统的积分型A/D转换器、逐次逼近型A/D转换器和直接比较型A/D转换器，由于电路本身噪声特性的影响，其分辨率很难达到18位。因此，直接使用传统A/D转换器的仪器系统，其动态范围难以达到110dB。使用IFP放大器和15位逐次逼近A/D转换器配合的数字地震仪，巧妙地利用了浮点放大器的调整特性，克服了构成IFP的多级模拟放大器具有较大噪声（最大为8.86“v）而且15位AD转换器位数有限的缺陷，实现了理论上168dB的动态范围。但实际上，由于模拟电路本底噪声的影响，IFP和15位A/D转换器配合的数字地震仪的实际动态范围不超过120dB。这种理论值与实际值之间的差别正是由于模拟电路本身的噪声特性引起的。而当模拟电路