PWM控制技术的最新科技成果-介绍ISL6752

1、PWM控制技术的最新科技成果-全桥零电压开关次级零电压同步整流的控制IC-ISL6752ISL6752是英赛尔公司05年最新的科技成果。它不用移相技术就获得了初级侧的软开关拓扑，同时克服了全桥移相电路不能确保次级ZVS同步整流的毛病。第一次做到了初，次级同时实现ZVS开关，从而实现了功率MOSFET在开关电源中的最佳工作状态。ISL6752是一个高性能，可供选择的少引脚数ZVS全桥PWM控制器。与英赛尔公司的ISL6551相比，它获得的ZVS工作是通过驱动上边桥MOSFET在一个固定的50%的占空比，下边桥MOSFET在跟随沿被谐振开关延迟调制的方法。和我们熟悉的移相控制方法相比，这个方法提供

2、了同等的效率，但是用简单的少引脚封装的IC,它还改进了过流保护和轻载时的性能。ISL6752的特点是为了实现同步整流控制，PWM互补输出用一个外部控制电压，这个互补输出与相关的PWM输出可以在相位上动态的超前或者滞后。这个最先进BICMOS设计特点使振荡频率可以调节到2MHz，有可调节的软启动，精确的死区时间调节和谐振延迟控制。除此以外，多脉冲抑制确保了交替输出脉冲在低占空比可能发生的脉冲跳跃问题。它的方框电路如图1。VM图1ISL6752控制IC内部等效方框电路引脚说明：VDDIC的供电端子，为了免除噪声干扰加一个陶瓷旁路电容。RTD这是振荡器定时电容放电电流控制端，接一个电阻到GND。流过

3、该电阻的电流决定了放电电流的大小，放电电流通常为20X该电流。PWM的死区时间取决于定时电容的放电脉宽。在RTD端的电压通常是2V。CT振荡器定时电容端子，并连接到GND。它通过内部200口A电流源充电，并通过可以调节的TRD控制端放电。VADJ用一个0-5V的电压加到此输入端来实现相位的延迟和超前。（OUTLL与OUTLLN之间,0UTLR与OUTLRN之间）。而OUTUL与OUTUR之间OUTUR与OUTLR之间的相位关系仍然保持,而不管OUTLL与OUTLR,0UTLLN与0UTLRN之间的相位关系。2.425V以下的电压是0UTLLN/0UTLRN超前于0UTLL/0UTLR,2.57

4、5V以上的电压使OUTLLN/OUTLRN滞后于OUTLL/OUTLR.,在2.50.075V之间的电压相位差为零。相位滞后或超前的范围为0或30250ns之间，随着电压从2.5V增加而相位差也增加，控制电压与相位差之间的关系是非线性的，增益在接近2.5V控制电压时为低,会随电压接近控制范围终端时相对增加。RESDEL设置上下M0SFET之间的开启与关断的谐振延迟周期,加到RESDEL上的电压决定了上部MOSFET关断相对于下部MOSFET开启的相对时间，从02V改变控制电压可以增加谐振延迟，控制电压除以2代表死区时间的百分比是等于谐振延迟，在实际应用中为了确保下边的MOSFET在最大占空比时

5、是优先关断的，（比上边的FETS）最大的谐振延迟必须设置在低于2V。CS这是过流比较器的输入端，过流比较器的阈值设在1V，CS短路到地时，每个开关周期中断。取决于电流检测源的阻抗，因为内部时钟与外部功率开关之间的延迟需要一个电阻，这个延迟可能会导致CS端比功率开关关断先放电。OUTUL/OUTUR这两个输出驱动桥的两臂，其脉宽各50%占空比，其死区时间由RTD调节。GND信号及功率地，为此在制版布线时必须给出低阻抗连接，尽量短的走线。Vref5V基准,3%的线路负载调整率,接一个0.1-2口低ESR电容到地。CTBUF该端为CT端锯齿波振荡器的缓冲输出端，它能源出2mA电流，对地为0.4V，峰

6、谷为2倍增益，可以用于斜波补偿。OUTLL/OUTLR这两个输出控制桥的两腿，其脉宽可以调制，工作在交替状态，输出是不可互变的，OUTLL控制左下边MOS，OUTKR控制右下MOS,.其控制范围为最高可以与上部MOS一样宽。OUTLLN/OUTLRN这两个输出与PWM低边MOSFET信号互补，它适用于二次侧的同步整流，其间的相位关系由加在ADJ的电压控制。VERR加到PWM比较器的反相输入端的控制电压，外部误差放大器的输出加到此输入端形成闭环调节。功能描述特色ISL6752是一个极具选择性的低成本ZVS全桥应用的控制IC,它能很好的调整同步整流的驱动时间，实现ZVS同步整流。还具有很多保护特色

7、，以最少的外部元件获得高度柔性设计。综合其许多特点,还有精确的过流保护阈值,过热保护,具有缓冲的锯齿波振荡器的输出很适合于斜波补偿，其同步整流信号既可以延迟，也可以前移,还可以调整工作频率。振荡器ISL6752有一个可以调整至2MHz的振荡器，它由一个电阻及一个电容决定。开关周期为定时电容充电及放电间隙之和。充电期间，由CT及200uA内部充电电流决定，放电期间由Rtd及CT决定。TOC o 1-5 h zTc=11.5*103*CTsTd=（0.06*RTD*CT）+50*109sTsw=Tc+Td=1/Fsws如何做软起动ISL6752本身无软起动特色，软起动只能采用外接元件实现，采用一个

8、RC网络制定晶体管的基极电压上升速率。它由Vref电压来箝制，R及C的数值选择用于控制软起动速率。计算公式如下：T=-RC*ln1-(Vss-Vbe)/(Vref+0.001R/B)s栅驱动ISL6752的输出驱动能力设计仅有10mA，外部需要加上MOSFET驱动IC。或加上由NPN及PNP晶体管组成的图腾柱，典型导通电阻为50欧姆。过流保护ISL6752采用逐个周期峰值电流控制方式，当电流反馈信号超过1V时，以逐个脉冲方式减小占空比。当峰值电流超过保护阈值时，输出脉冲立即被终止。结果以很好的控制方法使电路随着输出电流的增加而降低输出电压。ISL6752会工作在连续的过流条件下。从CS端超过限

9、流阈值，到终止输出脉冲，增大前沿消隐有效的延迟为105ns。斜波补偿峰值电流型控制方式为了免除噪声干扰，需要斜波补偿，实际上，在轻载时，为了防止电流环的不稳定，特别在占空比大于50%时，斜波补尝可以用电流反馈信号或从电压反馈的误差信号的外斜波来实现。加入一个外斜波到电流反馈信号是最通用的办法。从小信号的电流型的模型可以展示出：其固有的取样的调制增益为Fm,没有斜波补偿时为：Fm=1/Sn*Tsw此处，Sn是锯齿波信号的斜率，而Tsw是半周期的间隔，当外部斜波增加时，调制增益变为：Fm=1/(Sn+Se)*Tsw=1/Mc*Sn*Tsw此处，Se是外加斜波的斜率，且Mc=1+Se/Sn对于外部斜

10、波的校正总量的确定的准则可以由贴近设置在振荡频率的一半处的双极点处的阻尼因子来决定，双极点将临近阻尼处，如果Q因子设置为1，而对于Q1会过于危险，而对Qvl,则在阻尼之下，阻尼之下的条件会导致电流环的欠稳定。Q=1/Mc(1-D)-0.5此处，D是半周期内预置的导通时间，设Q=1,对于Se求解：Se=Sn*(1/+0.5)*1/(1-D)-1由于Sn和Se为电流斜波的导通时的斜率，而且为外来斜波。为此，它们可以由Ton相乘以获得电压变化。它会出现在Ton期间。Ve=Vn(1/+0.5)*1/(1-D)-1此处Vn是电流反馈信号在导通期间的变化量。而Ve是必须由外斜波加入的电压。Vn可以对输入电

11、压电流互感器及输出电感来求解：Ve=(Tsw*Vo*Rcs/Nct*Lo)*(Ns/Np)*(1/+D-0.5)此处，Rcs为电流检测电阻，Nct是电流互感器的匝数比，Lo是输出电感，Vo是输出电压，Ns及Np是变压器初次级的匝数。电感电流通过隔离变压器，电流互感器得到电流反馈信号时在检测电阻处有：Vcs=(Ns*Rcs/Np*Nct)*Io+(D*Tsw/2Lo)*(Vin*Ns/Np-Vo)此处，Vcs是电流检测电阻上的电压，而Io为限流点上处的电流，由于峰值电流限制阈值为IV,整个电流反馈信号加上外来斜波电压之和必须为：Ve+Vcs=1总结13,14,15三个式子，求解Res,得：Res

12、=(Np*Nct/Ns)*1/Io+(Vo/Lo)*Tsw(1/+D/2)为简化，将理想元件用于这个讨论，当确定加上外斜波总量时，磁化电感的影响必须考虑，由磁化电感提供的对电流反馈信号的斜波补偿程度减少了对外部斜波总量的需求。磁化电感电流加上初级电流会超出从二次側折回的电感电流。Ip=Vin*D*Tsw/LmA这里Vin是输入电压，它相应的占空比是D,而Lm是初级磁化电感，磁化电流的影响在检测电阻上表现为：Vcs=Ip*Rcs/Nct如果Vcs大于或等于Ve则附加的斜率补偿是必要的。这样，Rcs变为：Rcs=Nct/Ns/Np*Io+DTsw/2Lo(Vin*Ns/Np-VO)+Vin*D*T

13、sw/Lm如果Vcs少于Ve,贝V16式仍旧在Rcs值的谷底，但由外斜波加的斜率补偿总量必须由Vcs来减少。增加斜率补偿总量可以根据ISL6752使用CTBUF信号。CTBUF是一个出现在CT端的锯齿波信号的放大，它对地有0.4V的电压，为两倍的CT的峰峰值的幅度。典型的应用总结用电流检测反馈，加到CS端的结果示于图6。假设设计师选择RC滤波器的值位于CT端子处,R9的值需要加上一个外部的斜波值，由超级位置找到：Ve-Vcs=D*(Vctbuf-0.4)+0.4*R6/(R6+R9)重新安排,并求解R9,有：R9=D*(Vctbuf-0.4)-Ve+Vcs+0.4*R6/(Ve-Vcs)Rcs

14、值由16式决定，但是必须重新定出,CS上的电流检测信号已经预先由14式给出，由R6及R9建立的分压器使之成为：Rcs=(R6+R9)/R9*Rcs设计实例由ISL6752控制的DC/DC如图2所示。图2ISL6752控制的初级ZVS,次级ZVS同步整流的DC/DC变换器上述讨论决定了所需的最小外部斜波，此外，附加的斜率补偿,可以在设计中给予充分考虑。如果应用中所需的死区时间少于500ns,则CTBUF信号为斜率补偿不会执行得很合适。CTBUF引脚的CT锯齿波为300ns400ns,这导至CTBUF的非零值。此时下半个周期即开始，使死区时间大大变短。在这种情况下，斜率补偿由外部缓冲的CT信号加入

15、，见下图7。使用CT提供的斜率补偿替代CTBUF需要相同的计算，除去20式21式,还需要使式20变成：Ve-Vcs=2D*R6/R6*R9使21式变成：R9=（2D-Ve+Vcs）*R6/（Ve-Vcs）缓冲器传输用于从CT建立外部斜波，这将会有足够的高增益（200）。所以，作为最小的基极电流需求，无论如何基极电流需要减小进入CT的充电电流,而且将减少振荡频率。ZVS的全桥工作模式ISL6752是一个全桥零电压开关方式工作的PWM控制器。它的工作方式更象传统的硬开关拓朴的控制器。上部两只MOSFET（OUTUL,OUTUR）工作在各50%占空比之下，而下部两只MOSFET工作为跟随沿（前沿）的

16、脉宽调制状态。CTDEADTIMEOUrTLLOUTEROLTUROUTUL为了解如何实现ZVS方式工作，先要了解寄生元件。在图9中，功率开关由理想开关取代，寄生二极管及寄生电容单独给出，输出整流为理想元件，变压器的漏感要加入，寄生电容也集合在一起。每个开关按其位置分别称作：上左（UL），上右（UR），下左（LL），下右（LR）。开始运行的周期从图10开始任意设置。此时，开关UL及LR导通，UR及LL关断。变压器初次级电流为Ip及Is，方向如图所示。在UL-LR功率传输周期终止时，开关LR受PWM控制关断。由于变压器初级绕组中的电流不能中断，它必须找到新的路径，此电流流入寄生元件，即LR的Co

17、ss充电，而通过UR的体二极管回流。同时UR的Coss放电。这样LR在ZVS之下关断。此电流由初级变压器的漏感L1保持，并围绕UL流过，与UL电容，变压器初级，以及开关UR成回路。成为自由回转阶段。而二次侧的两只二极管中都流过电流，此状态保留于PWM关断下开关的剩余周期。在CT放电阶段，随之为死区时间，此时上部的两个开关工作交替，开关UL关断，而开关UR导通。两个上部开关的转换时间由RESDEL决定，此即谐振延迟端。此时间间隔设置取决于低边开关开启的延迟时间。在上部两开关交替及对角低边开关开启之前实现ZVS方式的过度，见图12。所需要的谐振延迟约为LC(即漏感及寄生电容)谐振周期的1/4，可由

18、下式估算。T=(/2)*(1/(1/Ll*Cp)-(R*R/4*L12)这里T是谐振传输时间，Ll是漏感，Cp是寄生电容，而R是串入Ll和Cp的等效电阻。谐振延迟总是小于或等于死区时间，可以用下式计算。T=Vresdel*Dt/2此处T是所希望的谐振延迟，Vresdel是一个02V之间的加到RESDEL端子的电压，DT是死区时间。图7UR和谐振过程当上部两开关交替之后流过UL的电流必须找到新的路径。它将给UL及LL的寄生电容分别充电和放电。如果谐振延迟设置得合适，开关LL将在此刻开启。此时其电容已经放电完成，实现了ZVS导通。此时的状态见图5。第二个功率传输周期从开关LL闭合开始，随着UR和L

19、L两开关导通，初级和次级电流流过变压器并且向二次侧传输能量，如图6所示。图8实UR-LL工作UR-LL功率传输周期在开关LL关断时由PWM控制终止。初级电流必须找到新的途径。电流流入寄生的开关电容充电到结点，使其电平升向Vin,然后正向偏置UL的体二极管，初级漏感L1保持这个电流，且环绕UR开关变压器初级及开关UL。此时，开关LL断开，输出电感电流通过两只整流二极管轮回，这种状态持续到此半周期结束。如图7所示。当上部开关轮换时，流过UR的初级电流在另一个对应路径中找到，它分别对开关UR和LR的寄生电容充放电，直到LR的体二极官正向偏置。如果RESDEL设置得合适，开关LR将在此时导通。如图8所

20、示。图8UR-UL工作图9UR及谐振过程在开关LR闭合时，第一个功率传输周期结束。然后重复。ZVS的传输需要有足够的能量储存在漏感中给寄生电容充电，由于储存能量与电流的平方成正比，ZVS的谐振传输与负载相关，如果漏感不够，则需要在变压器的初级回路中串入一个电感，以便确保传输的ZVS状态。同步整流的控制ISL6752提供双端PWM输出OUTLL及OUTLR，还提供同步整流的输出OUTLLN及OUTLRN。SR输出是与PWM互补的输出，它注意到互补输出用于对应PWM的输出，也即OUTLL和OUTLRN成对，而OUTLR和OUTLLN成对出现。参看图10,图11，SR交替于自由运行的周期中，当OUTLL或OUTLR导通时，它们其中之一是关断的。如果OUTLL为导通，则其相应的SR也必须为开启，这说明OUTLRN是正确的SR控制信号。同样，如果OUTLR为开，其相应的SR也必须为开启。这说明OUTLLN是校正SR的控制信号。ISL6752的最有用的特色是能改变PWM输出之间的相位关系及其互补性能