临界导电模式有源PFC的设计

1、聊讪匕汁； 鞫出端电流楫割反描也Jl 掩人端临界导电模式有源PFC的设计APFC技术按照电感电流是否连续，可分为断续导电模式(DCM)、连续导电模式(CCM) 和介于两者之间的临界导电模式(CRM)。CCM模式适合于较大功率输出，控制较复杂，且 存在二极管反向恢复的问题。DCM模式的输入电流和输出电压的纹波比较大，因而开关损 耗比较大，同时对负载有一定的影响。CRM模式既没有断续导电模式那么大的器件应力， 也不存在连续导电模式所具有的二极管反向恢复问题，且输入平均电流与输入电压成线性关 系。在中小功率(300 W以下)场合，采用临界导电模式的功率因数校正具有比较大的优势。 文中推出的APFC系

2、统采用美国摩托罗拉公司生产的MC33262专用集成控制芯片，并使其 工作于临界导电模式(CRM)。1基于MC33262的APFC原理简介用于实现APFC变换器的拓扑电路有Boost变换器、反激变换器和Boost-Buck变换器 等，但由于Boost电路具有：有输入电感，可减小对输入滤波的要求;开关器件的电压不超 过输出电压值；容易驱动等特殊优点，因此其应用最为广泛，这里的设计主要基于Boost 变换器。目前，用于实现临界导电模式的控制芯片有很多，由MC33262构成的采用Boost变 换器的APFC电路。MC33262原理框图如图1所示。妇甘流拎则信峙输，端图1 MC33262原理瓠:图围2

3、MC33262芯片在APFC守的实际应用在图1中，5脚是零电流检测输入端，接在变压器二次侧，因而检测到的是电感电流， 即外电源流入负载的电流。当电感电流为零时，ZCD的输出翻转，将内部的RS触发器置“1”， 7脚输出高电平，使Q1导通。外电源通过桥式整流，使变压器一次侧和Q1导通，电流流 过变压器一次侧，将电能储存于电感中。当电感电流增大到一定值时，Q1又关断，这也是 通过RS触发器进行控制的。1脚接PFC输出电压的分压，该电压经EMP放大后，与由3 脚输入的电压分压值在MULT中相乘，MULT的输出与由4脚输入的Q1的电流比较。当输入。1的电流值大于MULT输出的电流值时，OIC输出电平翻转

4、，将RS触发器 置“0”，该电平由7脚输出，关断Q1。因此，MULT的输出电流即通过Q1的电流的门限值， 该门限值随输入电压的变化而近似呈正弦规律变化。当Q1关断后，变压器一次侧的电流逐 渐减小，当此电流接近零时，又导致ZCD的输出翻转，将RS触发器置“1”，Q1导通，重复 以上过程。当负载突然关断、启动或输出端出现浪涌时，会出现输出电压过高的情况，这时OVC 会发挥保护作用。此时，过压保护器的输出电平发生翻转，将RS触发器置“0”，关断Q1。 器件内设定的比较器门限电压为1. 08 V。欠压锁定的作用在于监控电源正极电压。当8脚 的电压Vcc低于下限值时，UVLO输出低电平，7脚也输出低电平

5、，关断Q1。定时器的作 用是在电感电流下降到零时启动Q1。2系统主要技术指标的设计根据需要，设计了一个150 W PFC系统，其信号流程及信号波形如图3所示。其主要 参数为：交流输入电压范围为175265V；最大输出功率为150 W，若Boost电路的提升 电压为400 V，则额定直流电流为375 mA；若转换效率为n=9。，则额定输入功率Pin=Po / n=i67 W；最小开关频率选为fmin=25 kHz；输入偏移因子IDF=0. 98；最大纹波峰一 峰值为8 V。S 3信号流程及信号流呷骑3电路主要参数的计算3.1电感L的计算最低工作频率条件下所需的电感值可通过式(1)求得：L =(V

6、(JU1 - Vin)/4fmV ,vdianyuari(l)式中：Vin为稳压输人峰值电压最大值；Pin为输入功率最大值；fmin为开关频率最 小值。将主要参数代入式(1)得：L=54g在该设计中取L=550口H。3- 2输入滤波电容的设计输入滤波电容的主要作用是滤除输入端的高频噪音，其容量很小。但如果其取值太小， 很难较好地滤除输入的高频噪音，另一方面其取值又不能太大，否则会引起较大的输入电压 偏移。3- 2. 1输入滤波电容的下限值输入滤波电容的下限值由输入滤波电容的最大纹波电压决定，可用式(2)计算：=.口I LL III式中：AVcin(max)为滤波电容的最大纹波电压，一般情况下，

7、该值可取小于最低输入 电压峰值的5%。将主要参数代入式(2)得：mm) =503. 2. 2输入滤波电容的下限值输入滤波电容的上限值由输入偏移因子IDF决定，可用下式计算:Gut mg =(2Pin/Vfntancos-l(IDF) (3) 将主要参数代入式(3)得：Gnfmn 心=L 5 片fCQ = 149 pF输出电容的选择不但要考虑容值，还要考虑电压应力，由于电路的响应速度较慢，当 负载突然变轻时，可能会引起输出电压的过冲现象，考虑到一定裕量，它的耐压可按大于输 出过压保护点1. 1VOVP来选取。在该电路设计中选择Co=220F，耐压为450 V的电解 电容。3- 4功率开关管和输出

8、二极管的选择功率开关管与输出二极管的电流应力和电压应力都相同，下面分别计算两者的电流应 力和电压应力。开关管和二极管的最大峰值电流：iKPtrux iDPtm* 心 m / Virt（ minj将儿N 167 WV回呐=175V2 V代人上 式得，出皿蓄h胞num =27 A*电I开关管和输出二极管的电压应力需考虑输出过压保护点，因此其最大电压为：V职皿 V）p（= 44。V （4）在该电路设计中，选择功率场效应管IRF84. 0作为开关管，其耐压为500 V，最大 电流为8 A；选择快速恢复二极管MURI560作为输出二极管，其耐压为600 V，最大电流 为 15 A。4实验与结论实验结果（见图4图7）显示该AC / DC变换器在较宽广的输入电压范围下获得高度稳 定的直流电压400 V输出；纹波峰一峰值在8 V以下；输出额定功率达150 W；满载下效 率n=95% ；功率因数沁0. 99；输入电流总谐波畸变D6%。目前，这种具有APFC电路 的控制器已应用于电子镇流器产品中。生 00二I /4 ms 淋图6 史流输入电压为240 V 时的电压和电流波形t /4 ms 怫图7 半个工频周期内电感电滴.波形5结语由MC33262构成的功率因数校正电路外围结构简单，电路元器件少，电路的体积和 成本下降，提高了系统的可靠性。目前，这