电力电子变换器的调制汇编

1、1信息科学与工程学院现代电力传动理论(lln)与技术二O一五年三月共四十五页2第2章 电力(dinl)电子变换器的调制2.1 引言 目前，在电机驱动中大多(ddu)采用电压源型变换器，主要利用直流侧的电容来暂时存储电能 调制器的作用是：在用户给定输入的基础上对电力电子开关器件产生所需的开关信号。为此，引入对电压的时间积分，而这又与采样平均电压U(tk)相关式中 Ts为给定采样周期，u(t)为单相负载上的瞬时电压2-1共四十五页3第2章 电力电子(dinz)变换器的调制2.1 引言 以上述方式来控制变换器装置有助于准确控制电流，此时负载由用户定义的平均参考电压 供电若考虑(kol)电感L和电阻R

2、形式的线圈负载中一个采样周期内的磁链增量，此时磁链增量可写为：相应的负载电流的增量变化（一个采样周期内）可写为：2-22-3共四十五页4第2章 电力电子(dinz)变换器的调制 由此可推导(tudo)为：2-42-5 忽略磁性饱和效应，根据2-2，2-3式可以表示为： 根据2-5，控制增量电流的核心问题就是调制器在每个采样时刻下满足以下条件的能力2-6共四十五页5第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 上式2-6只是表明变换器的开关状态必须由调制器控制(kngzh)，以保证平均电压与用户定义的平均参考电压相等。2.2 单相半桥变换器 半桥变换器包括两个由调制器控制的开关与单相负载Z相连，如图

3、Z由L和R并与电源e串联电路形式的负载阻抗 两个理想开关分别由逻辑信号Swt和Swb控制 逻辑1对应于导通，逻辑0对应于关断Fig2.1具有电源和调制器的两个开关半桥变换器共四十五页6第2章 电力电子(dinz)变换器的调制2.2 单相(dn xin)半桥变换器 4种可能的开关组合：如表2.1所示Table 2.1半桥变换器开关状态 在表2.1中的4个状态中，必须避免在电压源变换器中发生击穿模式（Shoot-through mode)，以防止电源短路 空闲模式(Idle mode)通常用使变换器无效，剩下的两个有效开关状态（对应激活模式）互补，因此可以由单个逻辑状态Sw表示：共四十五页7第2章

4、 电力电子(dinz)变换器的调制 半桥变换器的输出电压(diny)波形如图2.2所示 采样时刻为 设t=tk-1时刻开关函数Swt为0，并在t=tk-1+t r时变为逻辑状态1下一个采样间隔内的t=tk-1+t f 时刻Swt为0 ，且在t r时Sw上升，而在t f 时Sw下降 每两个采样周期内开关序列重复，其中t r时Sw上升，而在t f 时Sw下Fig2.2半桥变换器下每个采样周期时刻平均电压的变化 由于负载电压波形的上升沿和下降沿随t r和t f 时的函数变化，所以该调制方法称为双极性PWM共四十五页8第2章 电力电子(dinz)变换器的调制 由式2-1可得到相应(xingyng)的平

5、均电压函数U(t r)和U(t f) 根据式2-7，两个采样间隔内的平均电压函数和用户定义参考值如图2.3所示：2-7a2-7b式中 uDC为图2.1中变换器的直流母线电压共四十五页9第2章 电力(dinl)电子变换器的调制所需开关状态Sw可通过用户定义的参考平均电压 和式2-7定义的平均电压函数相比较获得，使得t r和t f 时必须(bx)满足式2-6的条件图中u(t)波形中绿色和蓝色区域分别表示变换器产生的实际电压时间之积 图中给出了一个调制器工作周期内开关Sw的状态，其中红色间隔对应逻辑1Fig2.3半桥变换器下双极性PWM策略共四十五页10第2章 电力电子(dinz)变换器的调制 双极

6、性PWM半桥变换器的通用(tngyng)模型如图2.4所示具有2个A/D模块，分别与参考平均电压值（来自控制器）和测量的直流母线电压uDC值（来自变换器模块）相连采样直流电压乘以增益1/2获得最大采样平均电压值uDC /2，该值与三角函数相乘得到2-7中定义的函数u(t)Fig2.4 双极性PWM半桥变换器的通用模型 利用求和模块对两个平均电压U 和U*进行比较，其输出用于比较模块，其传递函数为：若0 ，则比较器输出=1若0 ，则比较器输出=02-8a2-8b共四十五页11第2章 电力(dinl)电子变换器的调制2.3 单相(dn xin)全桥变换器(Single-Phase Full-Bri

7、dge Converter) 在介绍全桥变换器之前，先引入两个调制参数：调幅比mA和调频比mf2-92-10式中 为平均相电压参考值的峰值式中f *为正弦变化的平均参考电压信号的频率；fPWM为图2.3中三角波的频率，是采样频率fs=1/Ts的一半共四十五页12第2章 电力(dinl)电子变换器的调制Fig2.5 H桥变换器 全桥变换器也称H桥变换器，由2.3中的两个半桥变换器构成 假设具有一个单相负载阻抗Z（定义同前），在此是由一个虚拟的两项等效负载表示(biosh)，其中每相负载阻抗为Z/2，且相电流分别为i1=i和i2=-i共四十五页13第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 确定调制

8、策略的关键(gunjin)是式2-1，根据图2.5，可写为：2-11式中引入U1(tk) 和U2(tk)项，分别表示两个虚拟相的平均电压（每个采样周期的），还可以表示为2-12a2-12b共四十五页14第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 根据式2-12，所需的半桥平均电压参考值U *a(tk) 和U*b(tk)可写为用户(yngh)定义平均参考电压U *1(tk) 和U*2(tk) 的形式：上式中Ua(tk) 和Ub(tk)表示半桥平均电压， U0(tk)为两相虚拟中点电压2-13a2-13b必须施加指定的平均电压才具有上述单相负载，根据式2-11，该值为：2-14根据式2-13，上式还

9、可以表示为：2-15共四十五页15第2章 电力电子(dinz)变换器的调制式2-15表明虚拟(xn)平均电压U *0(tk) 可以任意选择（因为该式中没有出现该值）图2.6是不对称采样PWM的全桥变换器:(a)无脉冲居中单元的PWM和(b)有脉冲居中单元的PWM图中给出了对应所需平均电压-时间参考值U (tk-1)Ts 和U (tk)Ts 的输出脉冲，在本例中，两个值相同另外，还给出了在 之间切换的半桥电压ua 和ub共四十五页16第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 从实际应用的角度看，在水平时间轴对称的每个采样周期内，需要慎重选择变换器平均参考(cnko)电压U *a(tk) 和U*b

10、(tk) 如果要保持该条件，可通过调制器/变换器达到最大可能值U *=uDC ，也可以通过满足下式条件而达到参考值U *a(tk) 和U*b(tk) 的对称性2-16 根据式2-13，上式可写为：2-17共四十五页17第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 根据上式2-17可确定满足2-16所需的虚拟平均参考电压U *0(tk) 。其控制结构如图2.7所示，称为脉冲居中单元(dnyun)模块2-18 对于此全桥调制器，式2-16应写为下式，使得参考值相对于时间轴对称：共四十五页18第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 脉冲居中参考值的输入为变量电压U *1和U *2，而调制器的输入为U

11、*，根据式2-14，该值等于上述两个(lin )变量之差。为方便起见，两个参考值之一可按如下进行选择：2-19a 由此，脉冲居中模块的输出形式为2-19b2-20a2-20b共四十五页19第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 对于(duy)H桥变换器结构，调制器的通用表示如图2.8所示图中包括提供逻辑信号 和 的两个比较器，这两个逻辑信号用于控制开关Fig2.8 全桥变换器中双极性PWM调制器的通用模型共四十五页20第2章 电力(dinl)电子变换器的调制2.3 三相(sn xin)变换器 三相变换器由对称平衡星形连接负载组成，该负载与2.2节所述的3个半桥变换器相连，如图2.9所示Fig

12、2.9 三相变换器共四十五页21第2章 电力电子(dinz)变换器的调制为了确定(qudng)变换器中6个开关的切换策略（对于一个给定的采样周期），需要保证平均负载相电压U1(tk) 、U2(tk)和U3(tk) 与三相参考电压U *1(tk) 、 U *2(tk) 和U *3(tk) 相对应上述三相参考电压与下式中的空间矢量平均参考电压 相关(功率不变)2-21根据式2-1和图2.9，三相负载的平均电压（每个采样周期）可表示为2-22a共四十五页22第2章 电力(dinl)电子变换器的调制根据式2-22，所需的半桥平均参考电压(diny)U *a(tk) 、 U *b(tk) 和U *c(t

13、k) 可根据用户定义的平均参考电压U *1(tk) 、 U *2(tk) 和U *3(tk) 表示为2-22b2-22c式中引入Ua(tk) 、Ub(tk)和Uc(tk)表示三相半桥平均电压2-23a共四十五页23第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 根据(gnj)式2-21和2-23，将上式写成空间矢量形式2-23b2-23c2-24 上式中第二项包含矢量和为零的值，以及零序平均电压U *0(tk) ，这意味着 后者U *0(tk)可以任意选择共四十五页24第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 相对于半桥平均参考电压的选择，零序平均电压的选择显得无关重要。但是，需要慎重选择U 0(t

14、k) 值，以保证(bozhng)半桥参考电压的最大值和最小值相对时间轴对称与全桥调制器方法一样（满足式2-16），该条件很容易调整以适应3个而不是2个变量，从而表达式可写为2-25共四十五页25第2章 电力(dinl)电子变换器的调制 对式（2-26）进一步整理可得下式，进而确定(qudng)零序平均电压U *0(tk) 根据图2.7，脉冲居中单元可调整为符合2-27的三相输出/输入结构，如图2.10所示2-27 根据式2-23，上式2-25还可写为：2-26共四十五页26第2章 电力电子(dinz)变换器的调制共四十五页27第2章 电力电子(dinz)变换器的调制图2.11是三相变换器不对称

15、采样(ci yn)PWM的脉冲居中模块使用情况图(a)和图(b)分别给出了未用和采用脉冲居中模块的示例给出了相对于零母线电压节点在 之间切换的半桥电压U a 、 U b 和Uc 三相比较器输出开关状态 和 如图所示共四十五页28第2章 电力(dinl)电子变换器的调制每个采样(ci yn)周期内相应的负载平均参考电压U *1(ti) 、 U *2(ti)和U *3(ti) 可通过标准的三相变换功率不变矢量获得2-28a2-28b2-28c共四十五页29第2章 电力(dinl)电子变换器的调制三相变换器中双极性PWM调制器的通用(tngyng)模型如图2.12所示共四十五页302.4.1 空间(

16、kngjin)矢量调制所谓的空间矢量调制是直接在公式2-21基础上由Van der Broeck等人提出的（Analysis and realization of a pulsewidth modulator based on voltage space vectorsJ. IEEE Transactions on Industry Applications,1988, 24 (1): 142-150.)采用脉冲居中单元主要是用于最大限度地提高变换器的线性工作区域。根据式2-21，这些(zhxi)开关状态和相应的半桥变换器输出可由一组电压空间矢量表示 图2.11中的开关状态表示8中可能的变换器

17、开关组合 的一个子集2-29 由上式可知，6个幅值为 的有效电压矢量以 弧度分布，如图2.13所示共四十五页31第2章 电力电子(dinz)变换器的调制图中的两个零矢量对应于变换器开关组合000和111，因此变换器满足式2-30条件的过程可通过确定与平均(pngjn)参考电压矢量U * 相邻的两个有效电压矢量，以及该电压矢量在采样周期Ts内必须有效的时间间隔来描述共四十五页32第2章 电力(dinl)电子变换器的调制该策略的数学(shxu)表示为其中 为角区间 内的有效电压矢量。2-30另外，配置有效电压矢量所需的总时间必须满足式2-32的条件2-312-32共四十五页33第2章 电力(din

18、l)电子变换器的调制图2.13中所有子图表示(biosh)8个可能的变换器电压空间矢量，以及采样时刻tk-1和tk下的平均参考电压矢量。根据式2-31，变换器有效电压矢量 为由于空间矢量调制方法根据式2-33可直接计算给定采样间隔(ti)内与指定参考电压矢量 相邻的有效电压矢量的保持时间，因此特别适合数字实现2-33a共四十五页34第2章 电力(dinl)电子变换器的调制将有效电压矢量(shling) （见式2-29）代入式2-33，经数学整理后，可得2-33b2-34共四十五页35第2章 电力电子(dinz)变换器的调制由图2.14可知，式2-34表示(biosh)在 、 平面上的一个椭圆，

19、其大小由变量 决定不同变量v下有效电压矢量占空比如图2.14所示，图中两个占空比之和为1共四十五页36第2章 电力电子(dinz)变换器的调制从矢量角度看，变换器工作特点(tdin)是从一个有效矢量切换到下一个有效矢量，即沿着图2.15中六边形的边界运行图2.15给出了最大平均电压矢量轨迹和变换器有效矢量图。图中的圆形轨迹由6个幅值为 的有效矢量组成的六角形中的最大圆。共四十五页372.5 死区效应(xioyng)前面讨论的变换器均考虑的是采用理想开关，即可实时导通和关断。因此，开关信号的导通和关断需互补（若某个信号设为逻辑0，则另一个为逻辑0）实际中，所采用的半导体开关器件和二极管都需要一定的导通和关断时间。这意味着必须考虑死区时间 对允许完成开关导通或关断的作用，即开关信号设为零的时间。如果该阶段出错，就会造成对设备产生严重后的击穿模式(msh)（表2-1）图2.16是基于IGBT的半桥变换器以及电源和调制器结构，两个IGBT开关器件和相应的二极管不是理想器件，需要大小为 的导通和关断时间后续章节所讨论的调制策略中均不考虑死区效应共四十五页3