《开关稳压电源》word版

1、开关稳压电源摘要d本设计以UC3842芯片作为开关电源的控制芯片，采用隔离的反激变换器作为DC-DC主回路拓扑结构 ，结合 philips P89LPC935单片机最小系统，对整个开关稳压电源回路进行辅助控制，并完成了各种人机交互的过程；在主回路中，仍旧使用专用的开关电源控制芯片输出占空比可调的方波，从而控制电感的充电时间，最后达到控制输出电压的目的；同时通过UC3842的过流检测管脚实现对开关电源的过流保护功能。philips P89LPC935单片机最小系统在这里充当了管理者的作用，它不但直接通过其自带的8位AD从电源的输出端获取输出电压值，并通过其SPI串行数据传输口向连接有6B595的

2、液晶显示器控制模块sed1520发送各种显示数据，和控制led数码管的显示，通时它还使用同样的方式实现了键盘的扫描，最后通过软件编程，结合philips P89LPC935自带的DA输出，实现了通过按键实现对开关稳压电源输出电压的步进调整过程。DC-DC主拓扑回路单片机最小系统反馈控制回路输出输入：220v隔离变压器整流滤波方案论证DC-DC主回路拓扑方案一：采用Boost拓扑结构，可设计成电流型控制的升压DCDC电路，用这种方法虽然电路简单，且不需绕制变压器，只有一个电感，所以也意味着其不可能具有输入和输出隔离，并且很明显，Boost输出不可能低于输入电压。方案二：采用隔离的反激变换器，这种

3、电路的工作原理与Boost拓扑结构类似，主要多了个变压器隔离，当变压器有多组副线圈时可有多个输出，而且所有线圈之间以及初级相互隔离的，只要调节初级与各次级匝比，输出可以做成任意大小，从而降低对电源控制芯片脉宽调节范围的要求。方案三：采用正激变换器结构，由于正激变换器不存储能量，它不存在反激功率水平限制问题。它也具有一个电感，与输出电容一起平滑电流，正激可直接构成500W或更大功率，这种拓扑的主要限制在于是否可买到到达功率的MOSFET，增加功率就会增加电流，最终导致MOSFET消耗太大。综合考虑，方案二电路相对简单，且易于实现，故采用方案二。控制方法及实现方案方案一：通过UC3842的反馈管脚

4、对输出占空比进行调整，从而控制电感的充电时间，最后达到控制输出电压的目的；同时通过UC3842的过流检测管脚实现对开关电源的过流保护功能。方案二：采用philips P89LPC935作为开关电源的主控芯片，直接输出PWM波控制开关管的断开与闭合，同时通过反馈电路采集输出电压后，采用PID算法控制PWM波的占空比，实现电压的反馈调整，并通过P89LPC935实现输出电压与电流的测量与显示功能，实现对输出电压进行键盘设定和步进调整。方案三：以UC3842作为开关电源的控制芯片，结合 philips P89LPC935辅助控制并完成其它功能。权衡以上三种方案，考虑到单片机的时钟速率，为保证设计的可

5、行性，最后决定采用方案三以降低设计项目的失败率。提高效率的方法及实现方案开关电源的功耗包括由半导体开关、磁性元件和布线等的寄生电阻所产生的固定损耗以及进行开关操作时的开关损耗。对于固定损耗，由于它主要取决于元件自身的特性，因此需要通过元件技术的改进来予以抑制。在磁性元件方面，对于兼顾了集肤效应和邻近导线效应的低损耗绕线方法的研究由来已久。为了降低源自变压器漏感的开关浪涌所引起的开关损耗，人们开发出了具有浪涌能量再生功能的缓冲电路等新型电路技术。以下是提高开关电源效率的电路和系统方法：方法1：ZVS（零电压开关）、ZCS（零电流开关）等利用谐振开关来降低开关损耗。 方法2：运用以有源箝位电路为代

6、表的边缘谐振（Edge Resonance）来降低开关损耗。方法3：通过延展开关元件的导通时间以抑制峰值电流的方法来减少固定损耗。方法4：在低电压大电流的场合通过改善同步整流电路的方法来减少固定损耗。方法5：利用转换器的并联结构来减少固定损耗。电路设计与参数计算主回路器件的选择及参数计算器件材料的选择：磁性材料的选择：开关电源的频率一般为几十千赫至几百千赫宜选国产MXO-2000锰锌铁氧体，其导磁率=2000。由这种材料制成EE型磁芯具有漏感小、藕合性能好、绕制方便等优点。对于2080W的小功率开关电源，可采用E-12型磁芯，磁芯有效面积Sj=1.44cm2。饱和磁通密度Bs=400mT,使用

7、时为防止出现磁饱和，实取磁通密度B=250T。开关功率管的选择：由于开关功率管应能承受630V以上的高压，为安全起见，应采用耐压1000V的VMOS管。可选用IRFPG407型，其漏源级可承受最高电压VDSM=1000V，最大漏极电流IDM=4.3A，最大功耗PDM=150W，完全可以满足要求。但在用时，必须加合适的散热器。自馈线圈、次极线圈中整流管的选择：自馈线圈回路中可选FR309型快恢复二极管，其耐压值为1000V，额定整流电流为3A。次极线圈回路宜选用肖特基二极管，它属于高频、大电流、底功耗器件，其正向导通压降仅0.4V左右，还不到快恢复二极管VF的一半。D80004型肖特基二极管的主

8、要参数是：平均整流电流I0=15A，最大正向压将VF=0.4V，反向恢复时间tvv10ns,反向峰值电压VR=40V。主要参数确定：由UC3842构成的开关电源属于单端反激变换器式。其工作频率尽管可达500KHZ，但受工艺、开关功率管频率特性等因素的限制，通常将设计在几十千赫以下。使用VMOS管时，用双极型开关功率管时，为宜，当电路起振后，用示波器从UC3842的第4脚可观察到幅度约为1.5V，周期为25的锯齿波。反向恢复时间愈小，高频开关性能越好。肖特二极管（SBD）的，快恢复二极管（FRD）的，超快恢复二极管（SRD）的。计算脉冲信号最大占空比Dmax：当U2在1521V范围内变化时。经全

9、波整流后的直流输入电压VImin21V, VIMAX29V。单端反激式开关电源中所产生的反向电动势e8V。线圈漏感造成的尖峰电压VL10V，因为VIMAX + e + VL 47V。故开关功率管应能承受47V以上的高压。计算脉冲信号最大占空比：计算初级线圈的电感量L1：高频变压器初级线圈的电感量L1由下式确定： (1)将开关电源效率=80%、VImin = 21V 、Dmax = 27.5% 、= 100W 、一并代入（1）式，则L1 =0.001mH。设满载时峰值电流为IP，在进行短路过流保护时的过载电流为IS，有公式： (2) (3)不难求出；在初级线圈储存的电能为 确定初级线圈的匝数N1

10、：在初级线圈的安匝数与所储的电能之间存在下述关系： （4）将、代入（4）式得安匝。因此匝，实取90匝，采用4.31高强度漆包线绕制。确定反馈线圈匝数和次级线圈匝数：确定后，利用下式可计算出 （5）计算得=11.1匝，实取11匝采用2.51高强度漆包线绕制。次级线圈的回路中采用肖特基二级管D80-004，0.4， =30V，故计算可得=12.85匝，鉴于达7安时线圈的铜阻与输出引线电阻上均会形成压降，为避免输出电压跌落应适当提升的值，可选取=14 匝，用4股1.0高强度漆包线绕制并联后绕制而成，电流密度。控制电路设计与参数计算 由UC3842构成的电路如下图，刚开机时18V交流电压经过桥式整流和

11、滤波，产生约+25V的直流电压然后经R2降压后向UC3842提供16V启动电压，R1是限流电阻，C1是滤波电容，进入正常状态后反馈线圈上的高频电压经过D2，C8整流滤波，就做为UC3842的正常工作电压，R3、C2用以改善内部误差放大器的频率响应R4是斜坡补尝电阻，R6=10、C5=470pF,开关频率501.8/R6C640kHz。C7是消噪电容，R8为过流检测电阻。R10是VMOS管的栅极限流电阻。由C1，D4，R1，R7，D2，C8构成两极吸收回路，用以吸收尖峰电压。VD1-VD3选用快恢复二极管FR305。D4为输出级的整流管，采用D80-004型肖特基二极管，以满足高额，大电流整流之

12、需要。整机工作过程是首先通过自馈线圈N2对输出电压采样，然后依次经过芯片中的误差放大器、PWM锁存和输出级，去控制VMOS管的导通与截止，以决定高频变压器的通断状态，最终达到稳压目的。效率的分析及计算根据各管的耗能计算，初步估算效率为81%以上；保护电路设计与参数计算R8为过流检测电阻取较小阻值。数字设定及显示电路的设计本部分功能主要是通过P89LPC935来控制的。测试方法与数据测试方法U0可调范围通过电压表直接测量电源输出端可得到；IOMAX通过把电流表串在一大功率可调电阻负载上，下调负载电阻，查看电流表示数；电压调整率：SV:定义为负载不变，输入电压VI变化时维持输出电压不变的能力常用单

13、位输出电压下输出电压VO变化量DVO与输入电压变化量DV1之比，其中的电压数据都是由电压表直接测量得到；负载调整率：定义为输入电压不变而负载电流在规定范围内变化时输出电压相对变化的百分比，其中的电压数据都是由电压表直接测量得到；噪声纹波电压峰峰值测量通过把示波器直接接在电源输出端测量得到数据；效率测试：通过测量输入输出端的电压，电流，求得输入输出功率，效率=输出功率/输入功率； 过流保护功能测试：通过把电流表串在一大功率可调电阻负载上，下调负载电阻，查看电流表示数即可得出结论。测试仪器电流表，电压表，大功率可调电阻负载，示波器，交流调压器。测试数据经多次测量求平均值得，U0可调范围为2838V, IOMAX=2.2A, 电压调整率=1.5%,负载调整率=3.