第三章 典型应用电路 (1)

1、电子设计教程第3章 典型应用电路第3章 典型应用电路 无论是何种性质的系统都是由许多功能电路模块组成的，这些功能模块之间的不同组合可以构成不同的功能系统，了解并熟识这些功能电路是设计系统的基础，本章对系统中的典型应用电路做简单介绍，这些电路的设计及取值都是经过实验论证的，但实际设计时由于实验环境等因素的影响，结果还是会有所不同，设计者应仅以本文所给数据为参照，自行探索，才能发挥电路的最佳性能。 3.1 限幅放大电路 v对信号测量时，微弱信号需要先经过放大才能被检测出来。但当输入信号的幅值变化范围较大时，如果对信号放大同样倍数，则可能出现信号较强时超出后级处理芯片的测量范围，而信号较弱时却不能够

2、被后级处理芯片识别的情况。使用程控放大可以解决这个矛盾，但很多情况只是对信号进行频率或者相位的测量，只需要知道信号的周期(自变量2)信息，而非幅值(自变量1)信息，使用程控放大就不是很有必要了。这种情况下，通常采取限幅放大。v限幅放大电路*的主要功能：设定一个限定最大幅值Vmax(通常为后级芯片能处理的输入信号最大幅值)，放大电路按设计的增益放大信号，当放大后的信号幅值为0Vmax时正常输出；当放大后的信号幅值超过此量程时，放大电路输出幅值取上限Vmax。C1作用？第1、2级间为何无电容？R4、R6可否取消？I2i过大的后果 ？v此限幅放大器由前级同相放大、限幅放大和电平转换电路三部分组成：前

3、级同相放大电路主要起到放大、隔离阻抗变换的作用；限幅放大电路采用二极管1N4148实现负反馈桥式限幅。反馈支路箝位电压为2x0.7+UVD1=5V，当UO1刚脱离0进入正半周时运放负饱和；反之UO1刚进入负半周时运放正饱和。饱和时UO2绝对值超过5V，桥式电路的二极管导通，稳压二极管工作，形成负反馈闭环放大，U=0，从而将UO2钳位于+或-5V左右(1满足幅度条件，故极易形成自激振荡。v无源比例积分滤波器：H()=R2/(R1+R2)= SR2C/S(R1+R2)C，当s较大时H(S)(1+SR2C)/1+S(R1+R2)C，一阶负极点s1=-1/(R1+R2)C，一阶负零点s2=-1/R2C

4、，s1s2。故Ss2后s1、s2的作用互相抵消：增益保持不变= H()；R1越小零、极点越靠近，极点单独发挥作用的频段(0.1s10.1s2)、零点单独发挥作用的频段(10s110s2)就越窄，系统的就越小。当S10s2后 = /2+(-/2)=0，则自激振荡的相位条件将很难满足。v有源比例积分滤波器(当运放开环A足够高时可近似为理想积分滤波器分母=s)运放接为反相放大器形式，反馈网络为阻容R2、C串联， H(S)-(1+SR2C)/SR1C。则一阶极点s1=0，H(0)= ，10s1=0故0频处 = -/2已达极限，0频后的相位将单独受零点的影响 ；一阶负零点s2=-1/R2C，s1s2。故

5、Ss2后s1、s2的作用互相抵消：增益保持不变= H()=-R2/R1，可见该滤波器具有低通特性和比例作用； 在0.1s2处开始返回，在s2处 = (-/2)+ /4= -/4 ，当S10s2后 = /2+(-/2)=0，则自激振荡的相位条件将很难满足。v锁相环技术涉及到的术语有： (1).锁相环是完成相位同步的自动控制环路，当环路的输出信号频率与输入信号的频率一致时称为锁定. (2).从输入信号加到锁相环路的输入端开始一直到环路到达锁定的全过程称为捕获过程。 (3).捕获过程需要的时间称为捕获时间。 (4).保证环路必然进入锁定的最大固有频率值称为捕获带。3.3.2 锁相环应用举例锁相环应用

6、举例 v锁相技术应用广泛，例如：广播电视、通信雷达、跟踪滤波、同步滤波、调制与解调、频率合成、频率变换、载波同步、时钟同步、位同步等。本文就其基本应用介绍如下。 (1).频率合成(2).倍频(3).V/F转换 (1).频率合成 v频率合成器是将一个高精度和高稳定度的标准参考频率，经过混频、倍频与分频等步骤对其进行加、减、乘、除的四则运算，最终产生大量的具有同样精度和稳定度的频率源。v频率合成的方法主要有三种。最早的合成方法称为直接频率合成，它是利用混频器、倍频器、分频器和带通滤波器来完成对频率的四则运算的。但是，该方法需要硬件设备多，造价高，并且输出会出现无用的寄生频率，已渐渐被间接合成法所取

7、代。 变模分频合成法v变模分频合成法是通过程控分频器，对基准的高精度高稳定度的频率进行分频和倍频而得到需要的频率。这种方法的输出频率分辨率跟分频器和倍频器的倍数以及基准频率有关。如图3-7所示，合成器的输出频率为：其中N为变模分频器的分频值，通过控制N，就可以产生不同的频率值。 v变模分频合成法经过改进，变成如图所示的双模分频器。 双模分频合成法v利用锁相环可以输出频率稳定的信号，如果对输出信号再进行分频就可以得到步进频率较细的频率源。分频的方法可以采用数字集成芯片，也可以使用锁相环来实现，多环频率合成器就是采用锁相环实现对输出端的再次分频的。 (2).倍频 v根据锁相环实现频率合成的原理，不

8、难理解如何使用锁相环实现倍频。将压控振荡器的输出分频后送入鉴相器，与输入的频率进行比较，使其相位和频率与输入信号一致，锁相器的结果就是将输入的频率进行N倍放大。原理结构如图所示。 (3)V/F转换 v单独使用锁相环中的压控振荡器，利用其压控振荡器的电压与频率的线性关系(正比例或者反比例)，则可以构成电压频率转换器(V/F转换器)。3.3.3 集成锁相环芯片介绍集成锁相环芯片介绍v集成锁相环的产品很多，其中以模拟式集成锁相环NE564和CMOS集成锁相环CD4046最具代表性。v两者的基本原理相同，区别在于前者的鉴相器由模拟电路组成，而后者则由数字电路构成。 (1). NE564 vNE564是

9、56系列中工作频率高达50MHz的超高频通用单片集成锁相环，电路由输入限幅器、鉴相器、压控振荡器、放大器、直流恢复电路和施密特触发器六大部分组成，其内部结构图如图3-10所示。最大锁定范围达12f，输入阻抗大于50k，电源电压512V，典型工作电流60mA。vNE564内部的限幅器采用差动电路，高频性能很好，在输入幅度不同的条件下，产生恒定幅的输出电压，作为鉴相器的输入信号。在接收FM或FSK信号时，对抑制寄生调幅、提高解调质量是很有利的；压控振荡器采用改进型的射极耦合多谐振荡器，并有TTL和ECL兼容的输入输出电路；放大器由差动对组成；施密特触发器与直流恢复电路共同构成FSK信号解调时的检波

10、后处理电路。 (1). NE564 (1). NE564v由于NE564的内部有电压比较器，并且有可以与TTL电平匹配的输入输出端，因此是特别适用于FSK解调的集成锁相环芯片，可以解调数据速率高达1兆波特的FSK信号。如图为10.8MHz的FSK解调电路。 v在数据速率比较低的时候，14端外接的电容可以比较大、输出的载波泄漏较小，经施密特触发器变换之后，得到很理想的FSK解调输出。当数据率加大时，14端外接的电容不能太大，否则输出的载波泄漏较大。 (2).CD4046v集成锁相环芯片CD4046是由CMOS电路构成的多功能单片集成锁相环，具有功耗低、输入阻抗高、电源电压范围宽等优点。在信号处理

11、和数字系统中，CD4046都得到了广泛的应用，常被用于频率调制、频率锁定、时钟同步和频率合成等方面。 vCD4046的工作频率小于1.2MHz，属于低频锁相环。电源电压为515V，输出驱动电流大于2.6mA。其内部结构及2)*典型应用电路如图所1)*示，环路滤波器由R3、R4、C2组成。 v与其他锁相环不同的是：CD4046具有两个可选用的鉴相器和：v相位比较器是一个异或门，适用于输入信号中噪声分量较多、信噪比较低的场合，但必须要求输入信号具有50的占空比方波。当无输入信号或噪声信号输入时，异或门输出平均电压等于UDD/2，经低通滤波器后送到VCO输入端9，使VCO在中心频率上起振。v相位比较

12、器由四个触发器、控制门和三态输出电路组成，是边缘触发工作方式的鉴相器，因而对输入信号占空比无特定的要求，但相位比较器的信噪比容限不如相位比较器高。选用相位比较器为鉴相器时，捕获带和同步带具有相同的带宽。 vCD4046采用的是RC型压控振荡器(低频)，必须外接1)电容C1和电阻R1作为充放电元件，当锁相环对跟踪的输入信号的频率下限有要求时还需要外接电阻R2。vCD4046的工作频率与芯片外围的器件取值有关。为使锁相环工作在最佳状态，在选择外接元件参数时，既要考虑压控振荡器的中心频率，也要兼顾最高频率和最低频率。v根据经验公式得 、 ，压控振荡器的中心频率为 。v其中C0为寄生电容，约为30pF

13、；R1、R2的取值2)一般在10K1M之间，当频率下限为0时R2=；UDD10V时，C1取值大于50pF；UDD5V时，C0？(C1)取值大于100pF。P102)(21012minCCRfmin011max)(21fCCRf)(21minmax0fffvCD4046常用于低频场合，用CD4046可实现倍频、频率合成等功能，图示为CD4046的倍频电路，其中CC4040为分频器。3.4 峰值、有效值测量的模拟实现v在当今的工程应用和电子测量中，峰值和有效值是一项重要的指标或者参量，测量方法可以分为模拟法和数字法，本文针对峰值和有效值测量的模拟实现及其适用的不同场合进行探讨。 3.4.1 二极管

14、峰值包络检波器 1原理电路及工作原理 下图(a)是二极管峰值包络检波器的原理电路。它是由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。 11cRRCC 式中,c为输入信号的载频(在超外差接收机中则为中频i),为调制频率。因此，在理想情况下RC网络的并联阻抗Z应为故RC网络旁路载频信号，通低频调制信号，确为LPF。Z(c) 0 Z() R 图1)* 二极管峰值包络检波器2)*a)原理电路 b)二极管导通(R等效=R/RS) c)二极管截止 uiCRVDuo(a)CRuoui(b)CR(c)uo图* 加入等幅载波时检波器的工作过程 uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通断断通(a)(b)(c)t0

15、0 0tUouoiDUav图 检波器稳态时的电流电压波形 0iDgDuDuDUottiD0iDmax(a)(b)从这个过程可以得出下列几点:v (1)检波过程就是1)信号源通过二极管对电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程。v (2)对等幅载波而言，由于放电时间常数RC远大于输入载波周期，导致每一个TC内均快冲慢放，充电时间越来越小于放电时间直至新增充电量刚好被放完，于是充放电进入平衡状态，为小幅交变信号2)UoUm，接近高频正弦波的正峰值。 v (3)二极管脉动电流iD与载波同频率，包含平均分量(直流分量)Iav及3*)各次谐波分量。 图 包络检波器的输出电路 CRu(a)RgCgCRUd

16、c(b)CRa、增加一个电容意味着增加一个极点，高通+低通=带通，输出包络低频调制信号(等幅载波时输出非包络)；b、二阶低通，输出直流分量。3.4.1 峰值检波电路的改进（教材图错）峰值检波电路的改进（教材图错） v基本的峰值检波电路2)是由二极管、电容和电压跟随器组成，改进后参考电路如图所示。其原理为：当输入电压正半周通过时，检波管导通，对电容C充电；负半周时检波管截止，但电容C几乎不放电。适当选择电容值，使得电容两端电压可迅速充到VP-0.7V。二极管VD2始终导通，用于补偿VD1的直流导通压降，提高测量精度(直流IR2=0)；限流电阻R2取值较大以减小对输入交流信号的分流iR2；R1对V

17、D2限流。v为隔离后级，增加一级电压跟随器，进一步降低截止频率，并保证IR2=0 。v此电路能够检测的信号频率范围很宽，被测信号频率低时检波的纹波较大，但通过模拟法进行峰值测量时增加小电容和大电容并联构成的电容池可以滤除纹波。如果此电路中的二极管使用高频二极管，就可大大提高测量范围的频率上限。v峰值检波电路是最基本的峰值测量方法，适合于测量中高频段的信号。最大峰值检测电路 在有的场合，需要对输入信号电压的峰值进行更精确的检测，采用负反馈峰值检测电路即可完成该功能。峰值检测电路实质上是一种将输入信号变换为峰值输出的变换电路，下图a)是一最大峰值检测电路。它利用了二极管的单向导电特性对电容充电并保

18、持信号的峰值。图b是对应的波形图。其中虚线为ui波形，实线为uo波形。 图 峰值检测电路 峰值检测电路的实质是当UO达到峰值Ui1后，若后续信号没有新峰值到来则A1始终负饱和，D1导通，A1形成闭环，线性范围扩大，只要Ui不超出线性范围则A1重返线性放大区，始终有虚短U-=Ui，于是UA1由负饱和电平突跳为Ui-0.7Ui1时才有A1正饱和，D1截止，D2导通，C被充电，因此输出UO上升向Ui2逼近，这被称为跟踪模式。 当峰值过后Ui下降并UO时，A1再次负饱和，D1导通，虚短U-=Ui， A1重返线性放大区，而此时 UA1已由负饱和电平突跳为Ui-0.7Ui1；而ID1=IRf=(UO-Ui

19、)/R0，Rf的作用是给D1提供一个电流通路。上述电路为正峰值检测电路，A2的输入偏置电流越小越好，可选FET运放或偏置电流超低的BJT运放。v若把二极管D1、D2反接，可构成最大负峰值检测电路。由正峰值和负峰值检测电路可组成最大峰-峰值检测电路。v由于D2、A2处于A1的反馈通路上，可消除D2的导通电压和A2的输入失调电压带来的误差，但要求A2的输入偏置电流足够低以免放电；要求A1的直流输入误差足够低，输出电流足够大以加快充电；C作为A1的容性负载为A1电路引入了一个极点，所以需稳定A1，可在几千欧的Rf上并联一几十PF的补偿小电容。v实际使用时，电容C应另接放电电路，可在C处并联一接地的可

20、程控MOS管，使该电路具有自动复位功能。v电容应具备低漏电流且低介质吸收特性,如聚苯乙烯/聚丙烯/聚四氟乙烯电容,数量级一般取nF.vA2常选用低输入偏置电流的FET运放或超低输入偏置电流的双JFET(BJT)运放.v各电阻阻值在10K以内. 图 3.2.3 丙类状态转移特性分析 由于iC是ICm和导通角的函数, 所以它的各次谐波的振幅也是ICm和的函数, 若ICm固定, 则只是的函数, 通常表示为：IC0=ICm0(), Ic1m=ICm1(), Ic2m=ICm2(), (3.2.11)其中0(), 1(), 2(), 被称为尖顶余弦脉冲的分解系数。 图3.2.4给出了在0180范围内的分

21、解系数曲线和波形系数曲线。 波形系数g1()= )()(01aa 在乙类工作状态时, 集电极电流是在半个周期内导通的尖顶余弦脉冲, 可以用傅氏级数展开为: iC=IC0+Ic1mcos 0t+Ic2mcos20t+ .2cos32cos21100twItwIIcmcmcm=其中ICm是尖顶余弦脉冲的高度, 即集电极电流最大值。图636 输入为AM信号时检波器的输出波形图t0(a)(b)t0uC(t)Uo(t)图637 输入为AM信号时,检波二极管的电压及电流波形 0iDuDUo(t)uDiDt0 图638 包络检波器的输出电路 CRu(a)RgCgCRUdc(b)CRa高通，输出包络低频调制信

22、号；b低通，输出直流分量。 2性能分析 1) 传输系数Kd 检波器传输系数Kd或称为检波系数、检波效率,是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量。若输入载波电压振幅为Um,输出直流电压为Uo,则Kd定义为odmdCUKUUKmU(643a) (643b)v 由于输入大信号,检波器工作在大信号状态,二极管的伏安特性可用折线近似。在考虑输入为等幅波,采用理想的高频滤波,并以通过原点的折线表示二极管特性(忽略二极管的导通电压VP),则由图635有:000DDDDDg uuiu(644)(645) 式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,为电流通角,iD是周期性余弦脉冲,其平均分量I

23、0为max()(1cos )DDmoDmigUUg Uv 式中,0()、1()为电流分解系数。v 由式(643(a)和图635可得0max01max1( )(sincos )( )(sinsin )DmDDmDg UIiag UIia基频分量为 (646)(647)cosodmUKU(648) v 由此可见,检波系数Kd是检波器电流iD的通角的函数,求出后,就可得Kd。v 由式(646)Uo=I0R,有 (sincos )cosooDmmUI Rg RUU(649)等式两边各除以cos,可得tanDg R(650) 当gDR很大时,如gDR50时,tan-3/3,代入式(6-50),有33Dg

24、 R(651) 图639 KdgDR关系曲线图 020406080100gDRKd0.20.40.60.81.00Kd0.20.40.60.81.0101001000gDRRC0RC5RC图640 滤波电路对Kd的影响 2) 等效输入电阻Ri 由于二极管在大部分时间处于截止状态, 仅在输入高频信号的峰值附近才导通, 所以检波器的瞬时输入电阻是变化的。图641 检波器的输入阻抗 CRisR0LC1ZiRiCi 检波器的前级通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路, 检波器相当于此谐振回路的负载。 为了研究检波器对前级谐振回路的影响, 故定义检波器等效输入电阻 (6.4.3) 其中Uim是输入等幅高频

25、载波的振幅。 根据图6.4.2, 若ui是等幅高频载波, 则流经二极管电流应是高频窄尖顶余弦脉冲序列, I1m即为其中基波分量的振幅, 而输出uo应是电平为Uo的直流电压。 显然, 检波器对前级谐振回路等效电阻的影响是并联了一个阻值为Ri的电阻，它直接并入输入回路,影响着回路的有效Q值及回路阻抗。 mimiIUR1 按照尖顶余弦脉冲序列的分析方法, 可以求得I1m与Uim的关系式, 从而可得到: Ri (6.4.4) 上式也可以利用功率守恒的原理求出。 因检波器输入功率为, 输出功率为 , 若忽略二极管上的功率损耗, 则输入功率应与输出功率相等, 考虑到d1, 由此也可得到式(6.4.4)。

26、R21iimRU221RURUimd220)(v 3检波器的失真v 1)惰性失真v 在二极管截止期间,电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数。 图642 惰性失真的波形 0uCtuiv 为了避免产生惰性失真,必须在任何一个高频周期内,使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度,即( )ouU ttt 如果输入信号为单音调制的AM波,在t1时刻其包络的变化速度为11( )sint tmU tmUtt (655) (656) v 二极管停止导通的瞬间,电容两端电压uC近似为输入电压包络值,即uC=Um(1+mcost)。从t1时刻开始通过R放电的速度为1111111(1cos)sin11

27、cost tt tRCRCCmu eUmt etRCRCmtAmt 将式(656)和式(657)代入式(655),可得v 实际上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,为避免产生惰性失真,必须保证A值最大时,仍有Amax1。故令dadt1=0,得122maxmaxmaxcos11tmmRCmmRCm 代入式(658),得出不失真条件如下:(659) (660)(661) 2) 底部切削失真v 底部切削失真又称为负峰切削失真。产生这种失真后,输出电压的波形如图643(c)所示。这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的。 v 因为Cg较大,在音频一周内,其两端的直流电压基本不变,其大小约为载波

28、振幅值UC,可以把它看作一直流电源。它在电阻R和Rg上产生分压。在电阻R上的压降为 RCgRUURR(662) 图643 底部切削失真 usCVDRRgCg(a)usutt00(b)(c)URUCv 调幅波的最小幅度为UC(1-m),由图643可以看出,要避免底部切削失真,应满足 (1)CCggRUmURRRRmRRR(663) (664) C1(a)C2R2RgCgR1(b)射随器RRg图644 减小底部切削失真的电路 v 根据上面诸问题的分析,检波器设计及元件参数选择的原则如下: v (1)回路有载QL值要大,v (2) 为载波周期 v (3) v (4)v (5) 000/12LRRQC

29、11,CCCcRCTTTf0011,2mmR CRC2maxmaxmax1(1)gggmRCmRm RmRRRmv 4实际电路及元件选择图645 检波器的实际电路C3放 大20R382 k6 V10 kR4 Ec2AP9C1R1680RgR24.7 k5 100 pF5 100 pFCg10C2 3 参数设计参数设计 为了使二极管峰值包络检波器能正常工作, 避免失真, 必须根据输入调幅信号的工作频率与调幅指数以及实际负载RL, 正确选择二极管和R、C、 Cc的值。 例6.3给出了一个设计范例。 例 6.3已知普通调幅信号载频fc=465kHz, 调制信号频率范围为300 Hz3400 Hz,

30、Ma=0.3, RL=10 k, 如何确定图6.4.5所示二极管峰值包络检波器有关元器件参数? 解： 一般可按以下步骤进行: 1) 检波二极管通常选正向电阻小(500 以下)、 反向电阻大(500k以上)、结电容小的点接触型锗二极管, 注意最高工作频率应满足要求。 2) RC时间常数应同时满足以下两个条件: 电容C对载频信号应近似短路, 故应有 , 通常取 ; 为避免惰性失真,应有RC 。代入已知条件, 可得(1734)10-6RC0.1510-3 ,1,1ccwRCRcwcwRC105max21aaMM 3) 设 =0.2, 则R1= , R2= 。 为避免底部切割失真, 应有Ma , 其中

31、R=R1+ 。 代入已知条件, 可得R63 k。因为检波器的输入电阻Ri不应太小, 而Ri= , 所以R不能太小。 取R=6k, 另取C=0.01 F, 这样, RC=0.0610-3, 满足上一步对时间常数的要求。 因此, R1=1k, R2=5k。 4) Cc的取值应使低频调制信号能有效地耦合到RL上, 即满足:21RR6R65RRRLLRRRR22R21LCRCmin1或CCCCmin1取Cc=47F 在集成电路里常采用由三极管包络检波器组成的差分电路, 如图6.4.6所示。其工作原理与二极管峰值包络检波器相似, 读者可自行分析, 注意它的输入电阻很大。 3.4.2 真有效值检波真有效值

32、检波v对真有效值测量的评价指标主要有线性工作范围(幅度自变量的定义域)、峰值因数容量、准确性、带宽(频率自变量的定义域)和频响等：线性工作范围指的是在满足有效值转换精度要求下，真有效值检波的最大输出值和最小输出值的差值(值域=定义域)，该值越大越好；峰值因数指的是信号的峰值和有效值的比值，不同形式的信号有不同的峰值因数，如方波的峰值因数最小为1，正弦波的峰值因数为？；对于高峰值因数信号仍能得到准确测量结果的能力，就是峰值因数容量。 v从真有效值检波的工作原理可以分为线性有效值检波器、对数有效值检波器和数字有效值检波器。交流信号的有效值用公式表示为：v通常采用的真有效值检波芯片测量有效值的方案实

33、际上是基于此公式来实现的，因此实质属于有效值测量的数字方法，但实际应用时只需在真有效值检波芯片的外围添加适当的电阻、电容即可实现，不需要在FPGA内部设置逻辑，因此在本文中作一简单介绍。 122)(1ttdttvTV有效值v典型的真有效值/直流转换芯片有AD636、AD637、AD736和AD737。vAD637的内部结构图如图所示，使用AD637在测量峰值系数高达10的信号时附加误差仅为1%，且外围元件少、频带宽。对于有效值为200mv的信号，-3dB带宽为600KHz；对于有效值为1V的信号，-3dB带宽为8MHz。同时，AD637可对输入信号的电平以dB形式表示，能够计算多种波形的有效值

34、、平均值、均方值和绝对值。该方案硬件简单，而且精度很高，效果理想。 vAD637的内部结构包括有源整流器(即绝对值电路)、平方/除法器、滤波放大器、独立的缓冲放大器(缓冲放大器既可以作为输入缓冲用，也可以构成有源滤波器来滤除纹波，提高测量准确度)、偏置电路五部分。AD637的基本应用电路如图所示。3.5 AGC电路 AGC是自动增益控制电路的简称，广泛用于收音机、电视机的信号接收和电平处理，如语音信号处理时需要自动控制音量的大小、高频信号处理时需要对无源低通滤波器进行衰减补偿等。 AGC电路的特点为：当输入信号较强时自动降低增益，而当信号较弱时自动增高增益，从而保证输出信号幅值的相对稳定。 v

35、AGC电路大致上可以分为三种：前馈、反馈和混合型，其结构分别如图3-17所示：v其中前馈电路收敛比反馈的要快，但是不稳定；混合型克服了前馈和反馈电路的缺点，尤其适合用于快速衰落信道，但是电路复杂，功耗大，调试困难。 通常采用反馈型AGC，主要有以下介绍的几种实现方案。v场效应管和运放实现场效应管和运放实现 v单片机控制实现单片机控制实现 v可变增益放大器实现可变增益放大器实现 3.5.1 场效应管和运放实现场效应管和运放实现v信号进入AGC电路后，放大电路输出的交流电压经二极管和RC电路构成的包络检波器后，输出一个随平均电压变化的电压，用此电压控制工作于可变电阻区的场效应管的栅极，改变场效应管

36、的导通电阻，使放大倍数受输入信号大小控制，从而实现了输出幅度的自动调整。v这种实现方法电路简单，但频带范围较窄、精度低、输出波形也不理想。由于人耳的灵敏度不高，较适合于语音信号的音量自动调节。v场效应管选用2N3686，N沟道，Vgs必须是负值。当Vgs由0向负向增大时，管子沟道变窄，导通电阻增大，放大倍数减小。故在运放输出进行负向检波，得到负直流控制电压，两个3M的电阻可使管子栅极电流小，并有高频扼流功能，47uf的电容用于去纹波。3.5.2 单片机控制实现单片机控制实现vCPU对VO进行A/D采样，并通过程序对DAC的增益进行调节。将输入交流信号作为高速D/A的基准电压，这时的D/A成为程

37、控衰减器，即数字式AGC；输入、输出端交换后转为程控放大器。 理论上讲，只要D/A速度够快、精度够高，就可以实现宽带、大范围的精密增益调节，但是需要对输出的电压值VO进行不间断的采样；而且D/A转换器的位数直接决定了AGC电路输出的稳定度，硬件组成方面比较复杂；另外，最后的数字量和最后的增益(dB)不成线形关系而成指数关系，造成增益调节不均匀，精度下降。3.5.3 可变增益放大器实现可变增益放大器实现v美国AD公司有两款常用的控制电压VG和对数增益(dB)成线性关系的可变增益放大(VGA)芯片：AD600和AD603，可以通过控制电压来控制放大器的增益，从而实现增益自动控制。其中的AD600为

38、双通道、低噪声、宽频带、高精密的VGA，并具有优良的温度特性。但对控制电压非常敏感，微小的电压波动就能造成输出波形上下起伏，所以难点就是尽量滤除控制电压VG的纹波及干扰，这样，屏蔽和抗干扰措施就很重要。 AD600可用于超声波和声纳时间增益控制、精密VGA、高性能音频和射频AGC电路，以及高精度信号测量等系统。AD600内部结构图 vAD600是共用同一基准源的具有可单独进行增益控制的双通道VGA芯片，每个通道由一个可通过外部反馈电路设置固定增益(GF41. 07dB)的放大器提供基本增益、042.14dB的宽带压控精密无源衰减器和32dB / V的线性增益控制电路构成。v最大增益误差为0.5

39、dB，增益范围为-1.07dB到+41.07dB(记为040dB)，基本增益为：G(dB)=32VG+20。其中，VG为差分输入控制电压，范围为-0.625V+0.625V,G=20+20 =040dB。AD603 AD603是继AD600后推出的单通道宽频带、低噪声、低畸变、高增益精度的VGA芯片，可用于RF/IF系统中的AGC电路、视频增益控制、A/D范围扩展和信号测量等系统中，其内部结构框图与AD600类似。使用时有几点值得注意：(1)输入信号VIN必须差分输入3、4脚(4脚接地为单端输入)，否则影响精度。在5V 电源供电时，最大输入为1Vrms。(2)输入阻抗为100，在某些应用场合下

40、，需要在输入端加一级缓冲器或预放大器(含缓冲功能)用以阻抗匹配；(3)容易自激，电源和地之间加去耦电容，各级电源之间加电感线圈隔离；(4)对容性负载CL敏感，当用同轴电缆(等效电容)连接输出时，宜加缓冲器隔离，隔离后 CL的源内阻R=0，对应无穷远的极点，不再影响电路的幅频、相频特性曲线。(5)若在5脚上加接4.7F电容接地，可适当提升高频分量(此时已不具电容效应，阻抗增大)，改善幅频特性。vAD603的反馈网络有三种典型的接法，不同接法其增益范围亦相应不同，同时带宽也有所变化，如图所示：反馈网络不同接法及相应的增益范围和*带宽 单个AD603的增益为： 。其中，VG为差分输入控制电压(V)，

41、范围为-0.5V+0.5V。G0是增益起点, 接不同的反馈网络有所不同，在上面三种接法中分别为10 dB、20 dB、30 dB，可见下限分别为为-10、0、10dB，间距10dB。 0*40)(GVdBGainG图3) 加入等幅载波时二极管半峰值检波器的工作过程 uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通断断通(a)(b)(c)t00 0tUouoiDUavAD603构成的AGC电路 v采用双电源供电的AD603利用反馈控制技术实现的AGC电路如图所示， 该方式具有负增益和最宽的频带.v电路增益由1、2脚间的电位差VG控制，二者之间的关系为：2脚接固定参考电压，1脚电压由后级峰值检测电路提供

42、。2N3906和几个外围电阻组成一个IQ1300uA左右的恒流源，而2N3904完成的是负峰值半波检波。假设AD603输出直流分量=0 ，稳态时IQ1=IC2的平均值IC2Q 。vVT2(共基组态，静态时截止)的be结在Ve-0.7V时导通箝位，当输入信号峰值突然减小时，脉动电流Ie2m=-0.7-(-Vop)/R5=(Vop-0.7)/R5降低脉动电流Ic2m= Ie2m减小(峰值、平均值IC2Q均减小) 就直流而言I充=(I恒-IC2Q)增大，反馈电压VC2Q=V1增大，AD603的1、2脚间电位差控制电压VG增大，电路增益提高，输出信号峰值开始回升IC2m增大 ICQ2 增大 I充 减小

43、反馈电压VC2Q上升趋缓，电路增益的提升也随之变慢，直至IC2Q=I恒时I充=0反馈电压在高于前稳态的位置建立起新稳态，电路增益将被稳定在更高的位置，于是输出信号幅度得以几乎回归原状，体现了负反馈稳定被取样输出量的意义。反之当输入信号峰值突然增大时，C2放电直至IC1Q=I恒输出幅度仍将被拉回原状。v脉动电流Ic2m中的交流分量被C2滤波，其残部以纹波的形式与VC2Q叠加， 故稳态时反馈电压Vc2体现为以直流VC2Q为中心微幅波动输出信号峰值以目标值为中心微幅波动，达到动态平衡(C2的端口等效电阻应该较小以便和C2共同构成一个低截止频率的LPF)。v由电位器R4调整恒流源的大小可修改稳态幅度值

44、，调R5可加速到达稳态；为使电路带宽达到较大值，在设计时降低了信号输出幅度。v经测试该电路信号无明显失真时通带范围为：50Hz13MHz；输出信号有效值为500mV；信号在6MHz以下输出幅度平坦，到10MHz时信号有效值上扬30mV，到15MHz时信号有效值上扬60mV。这是由AD603的频率响应特性(如P108图3-22所示)决定的。输入信号峰峰值在400mV7V时输出幅度很稳定。v在要求高增益的场合，可采用两片或多片AD603级联的形式，级间通常采用电容耦合。在级联应用中，有两种增益控制连接方式，即顺序控制方式和并联控制方式，可根据实际应用情况选择，其选择取决于是要获得最高即时信噪比还是

45、优化增益误差波动。v采用两片AD603以并联控制方式连接设计的AGC电路如图3-23所示。电路工作在模式二状态下，输出幅度为1.2Vrms，增益范围为+3+75dB，频带不小于20MHz。AD603级联构成的AGC电路 v当AD603的第5、7引脚通过一个电阻相连时，提供增益在1dB41dB范围内。两个AD603的第2引脚直接通过基准电压分压以控制增益，后级由三极管组成一个负峰值半波检波电路得到VAGC，当VAGC的大小刚好在5.5V到6.5V之间时，VAGC通过1脚进行程控，如果用示波器的交流档观察，可以发现是一个正弦交流信号(高次谐波分量残留低)，其幅度随输入信号幅度变化而变化，从而起到自

46、动调节增益的目的？。VOUT为正半周且4.3V时VT2截止、VOUT4.3V时(含负半周)VT2导通。反馈电压进入并保持稳定状态的条件：在一个周期内VT2中脉动电流的平均值必须=IC1，则分流到C3的直流电流=0，不充电又不放电，VC3Q就稳定了，但还有残余交流。 IB1=(9.3-5)/R2-0.7/R1=4.3/3.83K-0.7/1.24K；IC1=BIB1。v若AD603的输出幅度太小以致于不满足该条件，则表明此时尚未进入稳态 VT2导通不充分，分流到C3的充电电流大，VAGC于是迅速上升，导致增益提高， VT2导通程度加深，脉动电流IC2的平均值向IVT1逼近，最终使VT2充分导通，

47、电路进入稳态。可见，这是一个负反馈问题。v适当选择R2使满足VOUT VBE + VR2 = 1.2V(即VR2=500mV)时，VOUT在较宽的温度范围内将是稳定的。由于VT2、R2和VT1的配合使用，在很宽的温度范围内将使VOUT保持稳定。C2用于改善频率特性。v由于AD603在5V供电时最大输出只能达到67V的峰峰值，要提高输出幅值，应在后级增加一个同相放大器。考虑到输出信号的幅度以及带负载能力，该电路的运算放大器使用宽频带，高精度运放MAX477。抗干扰措施v自动增益控制(AGC)放大器是一个容易出问题的地方，不管是发射还是接收电路都会有AGC放大器。由于AGC电路有一个相当宽的带宽，

48、这会导致某些关键电路上的AGC放大器很容易引入噪声。 设计AGC线路必须遵守良好的模拟电路设计技术，而这跟很短的运放输入引脚和很短的反馈路径有关，这两处都必须远离RF、IF或高速数字信号走线；同样，良好的接地也必不可少，而且芯片的电源必须得到良好的去耦。如果必须要在输入或输出端走一根长线，那么最好是在输出端，通常输出端的阻抗要低得多，不容易感应噪声；通常信号电平越高，就越容易把噪声引入到其它电路。 在所有PCB设计中，尽可能将数字电路远离模拟电路是一条总的原则，它同样也适用于RF PCB设计。公共模拟地和用于屏蔽和隔开信号线的地通常是同等重要的。因此在设计早期阶段，仔细的计划、考虑周全的元器件

49、布局和彻底的布局评估都非常重要，由于疏忽而引起的设计更改将可能导致一个即将完成的设计又必须推倒重来。v 同样应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号，所有的RF走线、焊盘和元件周围应尽可能多填接地铜皮，并尽可能与主地相连。 3.6 功率放大电路 v很多系统需要对输出信号进行放大，以便提高带负载能力、驱动后级电路，因此要对其进行功率放大。功率放大电路种类繁多，按原理分可分为甲类、乙类推挽、丙类谐振功率放大器等，可由三极管或集成运放芯片实现，应根据不同的功率放大指标，选择不同的方案。 v甲类功率放大器中，在输入信号的一个完整的周期内三极管都是导通的，因而可保证无失真的电压输出，故甲类功率放大

50、器有利于小信号的功率放大。缺点是晶体管的静态工作点较高，静态损耗相对较大，效率比较低。v当信号频带较宽时，可采用乙类推挽放大器。乙类推挽功率放大电路由功率对管搭建而成，Q点=0。在输入信号的一个周期内，两管半周期轮流导通，导通角=180，减小了单个管子的静态损耗，具有较高的输出功率与效率。同时由于电路的对称性，可以在输出负载端得到完整的双极性波形，但因为管子的非线性会出现交越失真，为此管子的导通角应略大于180改进为甲乙类。 v丙类功放管子导通角180，放大器输出的是余弦脉冲，需要利用谐振网络选频提取基波分量进行功率放大。缺点是谐振回路只能实现窄带选频，适合于对载波信号或高频已调波信号进行选频

51、放大。OCL(无输出电容)功率放大电路反馈网络为Ra1、R6，与VD1不相交。电压串联负反馈：稳定直流VB=0并改善交流频响AVF=1+Ra1/R6。由于不用输出电容，需双电源供电。输出管VT1、VT2均为射极跟随器，输出电阻小，可匹配小负载，但不能放大电压，因此要求激励电压的幅度已足够大。静态工作点的设置vR7接地V+=0， 虚短V-=0，设电路参数完全对称，静态时VB=0(即使不完全对称或有其他变化，通过深负反馈也能使VB= V+*AVF重新归0，故通过调Ra1并配合调R1可实现之)，被称为“交流零点” ，静态时运放输出V6=VB/第二级增益=0。v电路的静态工作点主要由IR1决定， IR

52、1过小会使三极管工作在乙类状态，输出信号交越失真； IR1过大会增加静态功耗，降低功放效率。对数瓦的功放一般IR113mA以保证三极管工作在甲乙类状态。v设Ra2=0，则 IR1=(VCC-VD)/(R1+Ra2) =(12-0.7)/3.9K=2.8mAv由于功放级要求输入幅度足够大的激励电压，故前置级使用CFB型运放AD811组成同相放大器。后级的功率对管构成甲乙类功率推挽输出形式提供负载的驱动电流。通过D1、D2的电压钳位理论上可完成两功率管的微导通以克服交越失真；通过微调电位器Ra2实现上下电路的完全对称并帮助实现微导通，调试时Ra2由0递增以免损坏三极管；在功放输出端串接R5是为了实

53、现最大功率传输。v为保护晶体管及稳定B点输出电流，并改善功放性能，输出级射极跟随器串接了6.8的小电阻形成电流串联负反馈的同时不至于损失太多的输出电压，保证输出信号波形对称。三极管参数的选择v两管输出的最大功率POM=1.25输出功率PLMv三极管最大集电极功耗PCM1=0.25POMv要求三极管：PCMPCM1 V(BR)CEO2VCC(OCL功放) V(BR)CEOVCC(OTL功放) 集电极峰值电流Icm=2POM/VCC0.7ICMv实验测试，整个电路的输出阻抗小于15，通频带大于10MHz，且带内平坦，通带波纹小于0.1dB；空载时可在010MHz范围内无失真输出峰峰值为20V的正弦

54、信号；输出端接50负载时，无失真的最大输出峰峰值可达10V，并且在峰峰值为10V的输出状态下，频率大于2MHz仍无失真现象，效果良好。v需要注意的是，同相放大电路中的AD811放大倍数不能太大，否则芯片会存在一定程度的发热。 AD811vAD811是美国模拟器件公司推出的一种宽带电流反馈视频运算放大器。增益G=+1时，-3dB带宽140MHz；增益G=+2时，-3dB带宽120MHz；增益G=10时，-3dB带宽可达100MHz。电压转换速率(即压摆率)为2500V/us。输入阻抗为1.5兆欧，输出阻抗为11欧姆。采用15V电源、负载为200欧姆时，输出的电压峰峰值可以达到25V，有较强的后级

55、驱动能力，因此常用于功率放大电路中。v采用AD811实现的另一种简单功率放大电路如图3-25所示，通过采用两片AD811并联组成桥式功率放大，驱动后级负载。vVO1=(1+R2/R1)Vi，IF1=Vi/R1； VO2=(-R6/R4)Vi，IF2=Vi/R4vVO=(1+R2/R1+R6/R4)Vi； IA1=IF1+IL=Vi/R1+ILIAMIA2=-(IF2+IL)=-(Vi/R4+IL) IAM 要求IL=VO/RLABCD；反转：ADCB；v(2).四相双四拍方式(按照双相绕组施加电流脉冲)正转：ABBCCDDA；反转：ADDCCBBA；v(3).四相八拍方式(单相绕组和双相绕组交

56、替施加电流脉冲)正转：AABBBCCCDDDA；反转：AADDDCCCBBBA。v其中四相八拍方式的步距是0.9，其他两种方式的步距为1.8 v同理，三相电机也分为三种方式，分别为(这里列出三相电机的正转方式，反转原理同四相电机。)：v(1).三相单三拍：ABC；v(2).三相双三拍：ABBCCA；v(3).三相六拍：AABBBCCCA； v其中三相六拍方式的步距是1.5，其他两种方式的步距为3.0 3.7.4 步进电机的的驱动电路步进电机的的驱动电路v步进电机需要电流脉冲来驱动，而驱动步进电机对信号的电流要求比较高，直接从单片机、CPLD或者FPGA等芯片出来的信号是不能驱动步进电机的。如果

57、电流值达不到要求，电机就不能正常运转甚至不能正常启动。因此，我们要设计符合要求的驱动电路来驱动电机。典型的驱动电路 v此图为步进电机的一相驱动电路，控制信号由FPGA提供，FPGA内部设置控制时序，可以控制电机的正转、反转以及加速减速等。v步进电机的控制使用达林顿管(TIP31C：最大电流为3A，最大功率40W，最大电压100V)，输入端使用射极跟随器，以解决FPGA的输出阻抗与后级电路不匹配的问题, 阻值选取越大，则输入阻抗越大，效果越好。此处同时使用了复合三极管，以增强驱动能力。功率电阻Rc选用5.1、2W的电阻。在C级与电机电源之间接入二极管的目的在于防止停机过程中电机绕组里存留的不能突

58、变电流引起的反电势而将功率管击穿，使得绕组产生的反电势能通过续流二极管泄放，从而保护三极管。TIP31C的集电极和发射极间的二极管用于保证其耐高压。v相关参数计算如下：v已知：=20 、 Ic=150mA；v IB = Ic/ = 7.5 mA，vRb = (Vcc-VBE)/ IB = (5-0.7)V/7.5mA = 573，v取Rb = 560、Re = 10K。v图中L即是电机的一相绕组，A为脉冲输入端。当A为高电平时，三极管VT导通，电流流过绕组L，反之则没有电流流过。电阻R的作用是缩短时间常数L/(Rr)，提高工作速度；电容C的作用是使在绕组由截止到导通的瞬间，电源电压全部降落在绕

59、组上，使电流上升更快，所以该电容又叫加速电容。v此简化电路的缺点是在电阻R上有功率消耗，为了提高快速性可加大R的阻值，但电源电压也势必提高，功率消耗也会进一步加大。v驱动电路也可以简化为如图的电路形式 3.8 手写板技术及其应用v随着计算机技术的发展，手写板的出现，使得电脑输入变的更加快捷、方便和人性化。为进一步提高单片机系统应用的人机交互性，可将手写板应用到单片机系统中。使用联想LX-WRP-1手写板作为单片机的辅助输入，单片机作为上位机与手写板进行串行通信。3.8.1 手写板工作原理手写板工作原理v手写板从工作原理上看有电阻式、电容式、电磁感应式和红外感应式之分。联想“1+1”LX-WRP

60、-1型手写板为电阻式的，其外观如图所示：手写板工作原理手写板工作原理v电阻压力板是由一层可变形的电阻薄膜和一层固定的电阻薄膜构成，中间由空气相隔离，当用笔或手指对上层电阻加压使之变形，当与下层电阻接触时，下层电阻薄膜就感应出笔或手指的位置。v虽然电阻压力板是手写板最早采用的技术，与其他形式相比有很多不足之处。但是，它要求的技术水平不是很高，在单片机系统中作为辅助输入设备，控制简单，而且成本较低，且足以大大改善小系统的人机交互性。3.8.2 手写板解码手写板解码v手写板的感应片被按下时，手写板将识别被按下的中心位置，并发送4Bytes的数据(p1，p2，p3，p4)到串行口上。如触摸屏被分为77