变频器第三章

1、1第第3 3章章 变频器的控制方式变频器的控制方式转差频率控制转差频率控制3-2 矢量控制矢量控制3-3 直接转矩控制直接转矩控制3-4恒压频比控制恒压频比控制3-126060112ssppfnssnn260602spsssssspspfnfnnnnfnnss式子（3.1）中， 为电机定子供电频率，为电机极对数，为定子供电角频率（角速度）；s=为转差率，其中为同步转速。电机的基本调速原理：电机的基本调速原理： 由电机学可知，异步电动机转速公式为（3.1）,sf由式（3.1）可知，如果均匀地改变异步电动机的定子频率就可以平滑地调节电动机的转速n,这就是变频调速的基本原理。但在实际应用中，不仅要求

2、调节转速，而且要求调速系统具有优良的机械特性。3 与直流调速系统相同，在额定转速以下调速时，希望保持电机中每极磁通量为额定值。如果磁通下降，则异步电动机的电磁转矩Te将减小。这样，在基速以下时，无疑会失去调速系统的恒转矩机械特性。另外，随着电机的最大转矩的下降，有可能造成电机堵转。反之，如果磁通上升，又会使电机磁路饱和，励磁电流将迅速上升，导致电机铁损大量增加，造成电机铁芯严重过热，不仅会使电机输出效益大大降低，而见由于电机过热，造成电机绕组绝缘降低，严重时，有烧毁电机的危险。因此，在调速过程中不仅要改变定子供电频率，而且还要保持(控制)磁通恒定。 根据保持(控制)磁通恒定的方法不同，产生了恒

3、压频比控制方式和转差频率控制方式。43.1 U/f控制方法3.1.1 U/f控制方控制方式的理论基础式的理论基础111114.44VNmNnf N KINK11gemm22g从电机转速公式（3.1）我们可以看出，只要改变定子电压的频率f就可以调节转速 的大小了，但是事实上只能改变f并不能正常调速，为什么呢？ 由电机学知 E T =Ccos 式（3.2），（3.3）中，E 为气隙磁通在每相中感应电动势有效值（ ）；为定子每相绕组串联匝数；WNAmIem22为基波绕组数；为每极气隙主磁通量（b）；T为电磁转矩（ ）；C 为转矩常数； 为转子电流折算到定子侧的有效值（ ）；cos为转子电路的功率因数

4、。（3.2）（3.3）511111111111114.444.444.44gnmgNNEf N KEUf N Kf N KUff11mme 如忽略定子上的内阻压降，则有 U式（3.4）中，U 为定子相电压。 于是，主磁通 假设现在保持不变，只改变 调速，设，则，于是拖动转矩T，这样电动机的拖动能力1111mfRfffm2m11会降低，对恒转矩负载会因拖不动而堵转。倘若调节，则，会引起主磁通饱和，这样励磁电流急剧升高，会使定子铁芯损耗I急剧增加。这两种情况都是实际运行中所不允许的。 由上可知，只改变频率 实际上并不能正常调速。在许多场合，要求在调节定子供电频率 的同时，调节定子供电电压U 的大小

5、，通过U 和 的配合实现不同类型的调频调速。63.1.2 U/f控制方式的实现本小节主要讲解以下两个内容：1恒压频比 控制方式及其机械特性2基频以上变频控制方式及其机械特性()sUfConsts71恒压频比 控制方式()sUfConsts(ConstC)4.44sssbmssmsbmsUfConstf N KEfcNKcssss（1）基频以下以下简写成的电压、频率协调控制方式。由电机学可知，气隙磁通在电机每相绕组中感应电动势有效值E 为： E写成 式（3.5）中，为定子每相绕组串联匝数；为基波绕组系数；为电机气隙中每极合成磁通；N4.444.44CsbmmmsssmN KfEfcss。 为了保

6、证（通常为=），当频率 从额定值（基频）向下（降低）调节时，必须同时降低E ，即使 =C（3.5）（3.6）8sssmeieimaxs 3.6Eff =CT =T=CE 式（）表示了感应电动势有效值与频率 之比为常数的控制方式。如果采用这种控制方式，则 由基频降至低频的变速过程中都能保持，可以获得的控制效果。因此这是一种较为理想的控制方式。然而由于感应电动势难以检测和控制，实际可以检测和控制的是定子电压。因此，基频以下调速时，往往采用变压变频的控制方式。稳态情况下异步电动机定子每相电压与每相感应电动势的sssssm ms sss sssm msss sss ssmsms U =E +I Z =

7、j2f L I + R I +j2f L I3.7E =j2f L II Z =R I +j2f L IIIRLL关系为：式（）中，；， 为定子相电流；为励磁电流；为定子每相绕组电阻；为定、转子之间的互感；为定子绕组每相漏感。（3.7）9IssssmfEI ZEEEfcssssss 当定子频率 较高时，感应电动势的有效值也较大，这时可以忽略定子绕组的阻抗压降，认为定子相电压有效值U。为此在实际工程中是以U 代替而获得电压与频率之比为常数的恒压频比控制方程式，即为： =C其控制特性如图3.1中的曲线 所示。图3.1恒压频比控制示意图（3.8）10sssssssssfER IEI ZEfEfR I

8、ssssss由于恒压频比控制方式成立的前提条件是忽略了定子阻抗的压降。但是在 较低时，由式（3.7）可知，定子感应电动势有效值也变小了，其中唯有项并不减小，与相比，比重加大，U不再成立，也就是说 较低时定子阻抗压降不能再忽略了。为了让 =C的控制方式在低频情况下也能应用，往往在实际工程中采用补偿措施，即根据负载电流大小把定子相电压有效值U 适当地抬高，IIsEfs以补偿定子阻抗压降的影响。补偿后的=C的控制特性如图3.1中的曲线 所示。112222max30,psrssrssrrreimfCn U RsRRsLLRLdTdssseiei （2）U控制方式的机械特性。由电机学可知，三相异步电动机

9、在正弦波恒压恒频供电时的机械特性方程式为： T式（3.9）中，为折算到定子侧的转子每相电阻；为折算到定子每相漏感。将式（3.9）对s求导，并令可求出最大电磁转矩T和对应的转差率s 。 2max22222232pseisssssrrsssrn URRLLRRLLm T s（3.9）（3.10）（3.11）122222360602psrssrssrsssppn U RRRLLfnneisteists如果令式（3.9）中s=1(n=0)，可求出初始启动转矩T为： T三相异步电动机的同步转速n 为： n 根据式（3.93.13）可以绘出正弦波恒压恒频供电时的三相异步电动机的机械特性曲线，如图3.2所示

10、。（3.12）（3.13）13图3.2 电网直接供电时异步电动机的机械特性14 三相异步电动机采用恒压频比控制方式的变压变频电源供电时的机械特性都有什么特点呢？222222223.93.133312ssrpssrssrspssssrssUsRnsRRsLLUnRRLLeieimax变压变频时上述方程式可以改写为： T T（3.14）（3.15）15III2222222360602rsssrssrpssrssrsspppRRLLURnRRLLfnnneist s T 式（3.143.18）表明，变压变频情况下的机械特性曲线形状与正弦波恒压恒频供电时的机械特性曲线相似。其基本特点如下：（3.16）

11、（3.17）（3.18）166023.3spsssnUfCseieiLLseimax （1）同步转速n随着频率（）的变化而变化。 （2）对于同一转矩T（稳态情况下，T =T，T为负载转矩）而言，带载时的转速降落 n()随着频率的变化而基本不变。（3）由式（3.15）可以看出，当时， T是随着的降低而减少，如图中实线所示，这将限制调速系统的带载能力。 （4）由（注：证明看课本）式（3.17） 可以看出3.3sUfCss3s，当时，初始启动转矩（s=1,n=0）在频率很低时也变小，如图3.3中所示的特性曲线。 对于上述（3）和（4）两种情况，如同前面所述，可采用定子阻抗压降补偿措施，即适当提高电压

12、U ，以改善低频时的机械特性，如图中虚线所示。17图3.3 基频以下机械特性182.基频以上变频控制方式及其机械特性 基频以上调速分为两种情况： 第一，异步电动机不允许过压，但允许有一定超速(高于额定转速)。这种情况下，应保持电压为额定电压。 第二，当异步电动机允许有一定的电压升高，即超过电机的额定电压，或者是特制的先升压后弱磁专用调速异步电动机，应采用比较准确的恒功率调速方式。19siiisssUUfCffsssm（1）基频以上保持U的控制方式。在基频以上调速时，即当电机转速超过额定转速时，定子供电频率f大于基频。如果仍维持是不允许的，因为定子电压过高会损坏电动机的绝缘。因此，当 大于基频时

13、，往往把电机定子电压限制为额定电压，并保持不变。由式（3.8）知，这将迫使磁通与频率 成反比降低，相当直流电动机弱磁升速的情况。 把基频以下和基频以上的两种情况结合起来，得到如图3.4所示的异步电动机变频调速控制特性。20图3.4 异步电动机调速时的控制特性2122223()3srrrbrsrU sRsRRsXXsU sRmmm（2）保持P （电磁功率）=C的恒功率控制方式。当异步电动机允许有一定的电压升高，或者是特制的先升压后弱磁专用调速异步电动机，应采用比较准确的恒功率调速方式。其电压、频率协调控制关系推导如下： 由式（3.14）得 P在基频以上变频调速时， 较小 P22233srrsNN

14、rU s RRUsRmNmmN在额定频率和额定电压下，即在额定工作点处， P在基频以上，采用恒功率调速时 PP（3.21）（3.22）2222CsNNssNNsNNsNsNsNssssssNNsUsU sffffffN则 其中 s s=由于变频调速时，电机机械特性曲线平行移动，则有 根据式（3.23）则可推得 CssNssNsUUUUCCffUssNssNs =或=式（3.24）表明，只要满足，就可以比较准确地实现恒功率调速。（3.23）（3.24）232223112pssrsrssssn CRRLLeimaxeimax（3）恒功率调速时的机械特性。将式（3.24）代入式（3.15），则得到最

15、大转矩表达式： T由式（3.13）看出，当频率从基频起向上提高时，同步转速随之提高；由（3.25）看出，最大转矩随着提高而减少。因此可知，恒功率调速时，随着频率的增加，其机械特性曲线平行上移，最大转矩T3.5也随之减少，如图所示。（3.25）24图3.5 恒功率调速的机械特性253.1.3 U f控制方式在工业变频器中的应用1.1.电压源型频率开环的异步电动机变压变频调速系统电压源型频率开环的异步电动机变压变频调速系统 电压源型变压变频调速系统的中间环节采用大电容器进行直流滤波。由于采用了PWM控制，因而使其输出电压波形接近正弦波。逆变器输出电压波形由输出电压和电动机反电势之差形成，也接近正弦

16、波。下面以一个典型的电压源型变压变频调速系统(如图3.6所示)为例来说明这类系统的基本组成及各控制环节的作用。26图3.6 电压源型逆变器开环调速系统27下面介绍该控制系统的主要控制单元 （1 1）转速给定积分环节）转速给定积分环节(GI)(GI) 设置目的：将阶跃给定信号转变为斜坡信号，以消除阶跃给定对系统产生的过大冲击，使系统中的电压、电流、频率和电机转速都能稳步上升和下降，以提高系统的可靠性及满足一些生产机械的工艺要求。 （2 2）电流实际值检测）电流实际值检测 电流实际值检测主要用于输出电压的修正和过流、过载保护。 通过检测变频器输出电流，进行过流、过载计算。当判断为过流、过载后，发生

17、触发脉冲封锁信号触发器，停止变频器运行，确保变频器和电动机的安全。28III, sssUfCUffUfCsss（3）函数发生器（U f特性） 设置目的：实现的控制方式。前面讨论过，在变压变频调速系统中，即电机定子电压是定子频率的函数。函数发生器就是根据给定积分器输出的频率信号，产生一个对应于定子电压的给定信号，以实现电压、频率的协调控制。变频器中以下几项内容与函数发生器有关： 按照不同负载要求设定不同的特性曲线。当变频器高于基频工作时，采用恒功率控制。这时IIIssUfCUfCss要保证变频器输出电压不能高于电机的额定输入电压，可通过函数发生器的输出限幅来保证。 节能控制。电机处于轻载工作时，

18、适当降低电压，可以使输出电流下降，减小损耗，可通过改变曲线的斜率来实现。29smaxsfsmaxsfsmaxsf （4）电流限制调节器 由于本系统没有电流闭环控制，不能直接控制变频器输出的电流。当负载加重或电机堵转时，输出电流超过设定的最大电流I后，如果电机进一步增加或长期工作，会损坏变频器和电机。为了避免这一现象的发生，当II时，通过降低变频器输出电压的方法，来减小变频器输出电流。因此，电流限制调节器的作用是，在I I时，电流限制调节器输出为0；在ILRLR,sssssUfCUfCEfCsmaxsgI时，电流限制调节器有相应的输出，使变频器输出电压降低，保证变频器输出不发生过电流。 （5）补

19、偿方式 在低频时，为了保证磁通恒定，变频器引入了补偿环节。根据负载性质及负载电流值适当调高U修正特性曲线，达到使接近于的目的。30SPWMssUfCUfCddsdss (6)U 校正环节 由图3.6可知，变频器没有输出电压反馈控制，当直流电压U 发生波动时，将引起关系失调。检测U 变化，通过调整输出电压脉冲的宽度，以保证的协调关系。 （7）转差补偿环节 由于是开环频率控制，调速系统的机械特性较软。为了提高机械特性硬度，在系统中设置了转差补偿环节。当负载增大时，通过提高同步转速（）使其机械特性曲线上移，以补偿转差增大部分，从而保证系统的转差不变性。31(8)交直交电压源型逆变器的数学模型rrLC

20、0sssd 当上述系统设置某种闭环控制时需要进行动态分析的情况下，就需要知道被控制对象的数学模型，为此这里给出180 导通型三相逆变器和电机的近似数学模型。 逆变器与异步电动机的等效电路如图3.7所示。图中R 、R 为电机定子每相电阻、折算到定子侧的电机转子每相电阻；L 、为电机定子每相漏感、折算到定子侧的电机转子每相漏感；e 为等效的电动机反电势； 为电压源型变频器的滤波电容器；I 为整流桥输出的直流电流。32图3.7 逆变器与异步电动机的等效电路图334.444.44604.4460sssmpsssmesepssmdf N Kn n N KC nCn N Kss设异步电动机在小转差下工作（

21、s0），则有下式成立: e式（3.26）中，。 因电动机及负载有较大的机械转动惯量，转速n不能瞬时发生突变，从而可认为式（3.26）中电动机反电势e 在瞬间也不能发生突变，或者认为电压U 的变化比转速和反电动势的变化快得多。因此，在研究 201.51.51.51.51dddsrsrdsrsreUpLLpRRIpLLCpRRCpsdU 的变化时，暂时不考虑反电动势变化的影响，即认为，则可求得在小信号作用下电压U 与I 之间的传递函数： （3.26）（3.27）34 21.51.511srsrDLClsrsrDLdClDLClLLRRRRCRRUpTpKIpT T CpT pDLdDL 令K，T，

22、T，则式（3.27）可简化成： （3.28）注： 对于系统结构稍不相同的电压源型逆变器异步电动机调速系统，可在本例的基础上，稍做修改，即可得到所需要的系统传递函数与框图。352.2.电流源型频率开环的异步电动机变压变频调速系统电流源型频率开环的异步电动机变压变频调速系统 （1）系统的基本组成。图3.8给出了一个比较典型的电流源型逆变器频率开环调速系统。由图可知，交频器有两个功率变换环节，即整流桥与逆受桥，它们分别有相应的控制回路。为了操作方便采用一个给定来控制，并通过函数发生器，使两个回路协调地工作。在电流源型逆变器频率开环调速系统中，除了设置电流调节环外，仍需设置电压闭环，以保证调压调频过程

23、中对逆变器输出电压的稳定性要求，实现恒压频比的控制方式。36图3.8 电流源型逆变器的频率开环调速系统37 电流源型变频器主电路。电流源型变频器主电路的中间直流环节采用电抗器滤波。其主电路由两个功率变换环节构成，即二相桥式整流器和逆变器，它们分别有相应的控制回路，即电压控制回路及频率控制回路，分别进行调压与调频控制。 给定积分。设置目的；将阶跃给定信号转变为斜坡信号，以消除阶跃给定对系统产生的过大冲击，使系统中的电压、电流、频率和电机转速都能稳步上升和下降，以提高系统的可靠性及满足一些生产机械的工艺要求。38 函数发生器。设置目的：前面讨论过，在变压变额调速系统中，即定子电压是定子频率的函数，

24、函数发生器就是根据给定积分器输出的频率信号，产生一个对应于定子电压的给定值，实现恒压频比。 电压调节器和电流调节器。电压调节器采用PID调节器，其输出作为电流调节器的给定值。 电流调节器也是采用PID调节器，根据电压调节器输出的电流给定值与实际电流信号值的偏差，实时调整触发角，使实际电流跟随给定电流。39 0PID1PID121kDpjIDITTKe ke je ke kTTAe kBe kCe kTTTTp 现代异步电动机变频调速系统均为数字化系统，为此给出数字控制算法： u k式（3.29）给出的这种算法需要对e(k)进行累加，计算机运行工作量大。一般采用增量式控制算法： u k其中， A

25、=K12DDIDTTTTTTppp B=K C=K式（3.313.33）中，T为采样周期；K 为比例系数； 为积分时间常数；为微分时间常数。40 瞬态校正环节。瞬态校正环节是一个微分环节，具有超前校正作用。设置的目的是为了在瞬态调节过程中仍使系统基本保持恒压频比的关系。 当电源电压波动而引起逆变器输出电压发生变化时，电压闭环控制系统按电压给定值自动调节逆变器的输出电压。但是在电压调节过程中逆变器输出频率并没有发生变化，因此恒压频比的关系在瞬态过程中不能得到维持。这将导致磁场过激或欠激不断交替的情况，使得电机输出转矩大幅度波动，从而造成电动机转速波动。为了避免上述情况的发生，加入瞬态校正环节。4

26、1ssfgfgfgks 瞬态校正环节的输入信号取自于电流调节器的输出信号。当电流调节器输出发生改变时，整流桥的触发角 将改变，使整流电压改变，而逆变桥输出的三相交流电压U 的大小又直接与整流电压的大小成正比。因此，电流调节器输出的改变量正比于逆变桥输出电压的改变量。将这个信号取来，经微分运算后与频率给定信号U 相叠加（U =U +K dUdt），从而使输出电压U瞬时改变时，频率f也随着做相应的改变，实现在瞬态过程中也能保证恒压频比的控制方式。当一旦系统进入稳态后，微分校正环节不起作用。423.90 （2）交-直-交电流源型逆变器变频调速系统数学模型。120 导通型的电流源型逆变器异步电动机的等

27、值电路，如图所示。图3.9 电流型逆变器异步电机等值电路43 121224.44ddDLDLdsrDLDLdsrdsrssIIpKUpTLLLKTRRRRRREf Nddds 假设电动机工作在小转差下，并忽略电动机反电势对电流I 的影响，即认为 e0,则可求得小信号作用下整流电压U 与 之间的传递函数： 式（3.34）中 ，假设电机工作在小转差下，可得如下近似结果 U4.44601psssmssmesn nKN KC nr cos（3.34）（3.35）44 13753751mmrmmsmdmmseiMdLmeemCICIC ICdnTTc ITdtC CCKpIpTpIpppT peirrM

28、2sdLd22电磁转矩 Tcoscos式（3.36）中，C =。带载时的运动方程式GD 375将式（3.35）代入式（3.37）中，并进行拉氏变换，经整理得到 UGDGD 375375eememeTppCTKC CL22GD其中，。GD（3.36）（3.37）（3.38）45 利用以上结果，可以画出交直交电流源型逆变器异步电动机变频调速系统的动态结构框图，如图3.10所示(电压、电流双闭环)。 图3.10交直交电流源型逆变器异步电动机 变压变频调速系统的动态结构框图46 利用此框图选择电压、电流调节器参数，并进行系统的动态分析。对于系统结构稍不相同的电流源型逆变器异步电动机调速系统，可参照本例

29、，稍作修改，仍可得出所需要的系统传递函数与框图。 恒压频比控制的异步电动机变压变频调速系统是一种比较简单的控制方式。按控制理论的观点进行分类时，恒压频比控制方式属于转速(频率)开环控制系统，这种系统虽然在转速控制方面不能给出满意的控制性能，但是这种系统有着很高的性价比。因此，在以节能为目的的各种用途中和对转速精度要求不高的各种场合下得到了广泛的应有。同时还需要指出，恒压频比控制系统是最基本的变压变频调速系统，性能更好的系统都是建立在这种系统的基础之上。473.2 转差频率控制定义： 转差频率控制是解决异步电动机电磁转矩控制的一种控制方式，是对的恒压频比控制方式的一种改进。相对于恒压频比控制方式

30、而言，采用转差频率控制方式，有助于改善异步电动机变频调速系统和静、动态性能。483.2.1 转差频率控制的理论基础1.cosarctanmmrrrrrrrCIsXIRm基本原理 由电机学可知，异步电动机电磁转矩也可以写成 T式（3.39）中， 为折算到定子侧的转子每相电流的有效值；为转子功率因数角，其中X 为折算到定子侧的转子每相漏电抗。 从式（3.39）可以看出，气隙磁通、转子电流、转子功率因数都影响电磁转矩。（3.39）4922223.111ssrrrrrssrrEsERsXRsXssXsEERRrrr由如图所示的异步电动机的等值电路，可以求出异步电机的转子电流为 I正常运行时， 很小，可

31、以将分母中忽略，则 I cos图3.11 异步电动机等值电路（3.40）（3.41）50112124.444.442CssmmmrsmrssssssmmssmEECKRKCRfEf N KKKN K Keiei将式（3.41）代入式（3.39），得到 T式（2.42）中，。将，代入（3.42）中，得 T式（3.43）中，。由上式可知，当时，异步电动机转矩近似于转差角频率成正比。因此，可以通过控制转差角频率，实现控制电磁转矩的目的，这就是转差频控制的基本思想。（3.42）（3.43）512.eimeim转差频率控制规律 上面粗略地分析了在恒磁通条件下，转矩与转差频率近似于正比的关系。那么是否转差

32、角频率越大，电磁转矩T 就越大呢？另外，如何维持磁通恒定呢？ 再利用等值电路（图3.11），推导准确的函数关系，并进一步研究转矩T 与转差角频率的关系。 由电机学可知，异步电动机的电磁功率及同步机械角速度为 P23rrRIsnp =（3.44）522222222313,srrrsmrsrrrsrrsssmsrmmsERsRsXsEPRnsRsXsXLLEfCRKRmeipei将式（3.40）代入式（3.44）第一式中，得到 P则电磁转矩表达式可表示为 T因为及则式（3.46）可写成 T222234rrpmfLn Cm式（3.47）中，K。（3.45）（3.46）（3.47）533.12mCfe

33、i 为了直观一些，假设磁通，做出T的曲线，如图所示。3.12eiTf图的曲线54maxmax212mmrrrKLRLeieimaxeimaxmax 由图可知，在很小时，T，但当后，电机转矩反而下降。所以，在电机工作过程中，应限制电动机的转差角频率（）。 如果对式（3.47）求导，令导数等于零，可求得最大转矩T与最大转差角频率。 T 式（3.48eimaxmmax）和式（3.49）表明：a、电机参数不变，T仅由磁通决定；b、与磁通无关。（3.48）（3.49）55CmmmrCCI mmmms 由以上分析可看出：与直流他激电动机调速系统采用控制电枢电流来控制转矩一样，对于异步电动机来说，只要能保持

34、磁通恒定，就可能转差角频率来独立控制转矩。但是利用转差频率来控制异步电动机转矩的先决条件是。由电机学可知，异步电机中，磁通是由激磁电流I 所决定的。当I时，则。然而I 不是一个独立的变量，而由下式决定 ImI（3.50）563.113.11msrmssmmsmmsmrsrEIjXEjX IEjX IIRsjX也就是说I 是定子电流I 的一部分。在鼠笼式异步电机中，I 是难以直接测量的。因此，只能研究I 与易于控制和检测的量的关系，在这里是I 。根据如图所示的异步电动机等值电路，做一些近似可得 所以 根据图可得到 22222msrrmrmrmRsjXRLLIfRLs将式（3.53）和（3.51）

35、代入（3.50），求得 I（3.51）（3.52）（3.53）（3.54）57()3.13mms当I恒定不变时，I 与的函数关系，绘制成曲线如图所示。由分析可知，图3.13具有下列性质：58mmmeimIILLLfff sssrrsssmaxs（1） =0时，I，表明在理想空载时定子电流等于励磁电流。（2） 值增大时，I 也随之增大。（3），I，这是I的渐近线。（4）对应正I 值，说明I的曲线左右对称。以上归纳起来，得出转差频率控制规律为：（1），T，前提条件是恒定不变。（2）按照式（3.54）或图3.13的I的函数关系控制定m子电流，就能维持恒定不变。593.2.2 转差频率控制的系统构成J

36、LpTJ nddtddtdei 恒压频比控制的变压变频调速系统可以满足一般平滑调速的要求，但静、动态性能都有限。要提高系统的静、动态性能，首先要采用转速反馈和闭环控制。 由于电气传动控制系统都满足基本运动方程式 T式（3.55）中， 为转动惯量。 由式（3.55）看出，要提高调速系统的动态性能，主要依靠控制转速的变化率，显然控制电磁转矩就能控制dtei。因此，调速系统的动态性能就是控制其转矩的能力。由前所述可知，转差频率控制方式就是通过控制异步电动机的电磁转矩T 达到对转速的控制。（3.55）601.电流源型异步电动机转差频率控制的变频调速系统构成基本构成图3.14所示图3.14 异步电动机转

37、差频率控制的变频调速系统61ASRSARASRPIA.R2Sei （1）启动过程。对于转速闭环控制系统而言，速度调节器的输出为电机转矩的给定值。由转差频率控制原理可知，异步电动机的电磁转矩T 与转差角频率成正比，因而的输出就是转差角频率的给定值。 由于电机的机械惯性影响，当设定一个转速给定值，必然有一个启动过程。通常都是采用调节器，这样在启动过程中的输出一直为限幅值，这个限幅值就是最大转工作原理差角频率maxmaxmaxeieiTei的给定值它对应电机的最大电磁转矩T。由此可见，转差频率控制方式的最大特点是在启动过程中维持一个最大的启动转矩恒定不变，从而可知，电机启动过程是沿着T特性曲线的包络

38、线（如图3.15所示）升速，实现快速启动的要求。62图3.15异步电动机转差频率控制启动特性63maxmaxmax,ASRASRASReieisTLffmff（2）负载变化。设电动机在某一转速下运行，当突加负载T 则引起电动机转速 下降，使，转速调节器输出开始上升。只要，则一直正向积分，直到，使T，致使电动机很快加速。同时，经函数发生器产生对应的钉子电流I，使电动机磁通保持不变。当转速恢复到时，速度调节器开始反向积分，下降，最终达到，重新进入稳态，实现了转速无静差调节。64maxmaxASRSs fssss （3）再生制动。如果再降到零，由于电动机及负载的机械惯性，转速不会突变，由于，速度调节

39、器反向积分直到限幅输出。一方面函数发生器输出一个对应的I 值，使磁通恒定；另一方面，电动机定子角频率，将由原来的变到，如图3.16所示，并有，即异步电动机的同步转速小于转子转速（ 0，速度调节器一直为负载限幅输出，对应T，使异步电动机很快减速制动，直到，由于 继续下降，则。这时极性鉴别器的输出改变了相序，使异步电动机定子旋转磁场开始反方向旋转，此时与电动机转子转向相反。65图3.16 再生制动 转差频率控制方式，虽然与恒压频比控制的变压变频调速系统相比前进了一步，系统的动、静态特性都有一定的提高。但是，由于其基本关系式都是从稳态方程中导出的，没有考虑到电机电磁惯性的影响及在动态中磁通如何变化。

40、所以，严格来说，动态转矩与磁通并未得到圆满的控制。66 1c3.osdDLDLmmrrMdIpKUpTCIC I0ddddei 假设异步电动机工作在小转差下（s0），并忽略电动机反电势对电流I 的影响，对于120 导通型逆变器而言，可得电压U 与电流I 之间的传递函数为 同前电磁转矩表达式可近似写成 T数学模型（3.56）（3.57）67 1eiLMdLedLmppMdTTC ITndtKIpTpT ppnJn CJpme电动机运动方程式J 对式（3.58）进行拉氏变换，经整理得 p式（3.59）中，T为电机的机电时间常数；K。（3.58）（3.59）68 依据式(3.59)，绘制的交直交电流

41、源型逆变器一异步电动机转差频率控制变频调速系统动态结构框图如图3.17所示。图3.17 系统动态结构图69 图3.17中，ASR、ACR分别为转速、电流调节器，可根据需要选择其类型，并可利用此框图综合ASR、ACR之参数，分析其动态过程，其方法步骤类似于直流调速系统。另外，对于其他类型的转差频率控制系统的数学模型可类似建立。 最后还要说明一点：由于异步电动机本身的复杂性，当推导数学模型的过程中所采用的方法或所做的假定条件不同时，所得出的数学模型是不一定相同的。703.3 矢量控制 矢量控制方式主要满足异步电动机高动态性能而采取的控制方式。 下面分三个方面来讲解： 1、矢量控制的理论基础 2、矢

42、量控制的实现方法 3、矢量控制的意义713.3.1 矢量控制的理论基础 异步电动机的矢量控制是建立在动态数学模型的基础上的。数学模型的推导是一个专门性的问题，不准备具体说明，仅就矢量控制的概念做简要的说明。 由于直流电动机的动态性能好及直流电动机的磁通和电枢电流独立进行控制制，是一种典型的解耦控制。异步电动机的矢量控制就是仿照直流电动机的控制方式，把定子电流的磁场分量和转矩分量解耦开来，分别加以控制。这种解耦，实际是把异步电动机的物理模型设法等效地变换成类似于直流电动机的模式。这种等效变换是借助于坐标变换来完成的。等效的原则是，在不同坐标系下电动机模型所产生的磁动势相同。72 图3.18 等效

43、的交流电动机物理模型73下面就介绍如何等效的下面就介绍如何等效的111UVW3.18bvwvwU V Wiiiiiii u1111u异 步 电 动 机 的 三 相 静 止 绕 组 、 、 通 以 三 相 平 衡 电 流、 ， 产 生 合 成 旋 转 磁 动 势 F。 F以 同 步 角 速 度 按的 相 序 所 决 定 的 方 向 旋 转 ， 如 图所 示 。 产 生 同 样的 旋 转 磁 动 势 F不 一 定 非 要 三 相 ， 用 图 3.18（） 所 示 的 两 上互 相 垂 直 的 静 止 绕 组 和 ， 通 入 两 相 对 称 电 流 同 样 还 可 以 产生 相 同 的 旋 转 磁

44、动 势 F， 只 不 过 i 、 和、 之 间 存 在 某种 确 定 的 换 算 关 系 而 已 。 找 到 这 种 关 系 ， 就 完1U V W 成 了 三 相 静 止坐 标 系 到 两 相 静 止 坐 标 系 的 变 换 ， 即 、 、 轴 系 到 、轴 系 之 间 的 坐 标 变 换 。 如 果 选 择 互 相 垂 直 且 以 同 步 角 频 率741111MT3.18 cMTMTMMttiiim11m12旋转的、 两相旋转绕组，如图（ ）所示。只要在其中通以直流电流i 、 ，也可以产生相同的旋转磁动势F。显然i 、 和i 、之间也存在确定的变换关系。找到这种关系，则可以完成 、 两相

45、静止坐标系到、 两相旋转坐标系之间的坐标变换。站到M、T坐标系中去观察，和 绕组是通以直流的静止绕组。如要人为控制全磁链的位置使之与轴相一致，则轴绕组相当于直流电动机的励磁绕T组， 轴绕组相当于直流电动机的电枢绕组。75M T 在 进 行 异 步 电 动 机 的 数 学 模 型 变 换 时 ， 定 子 三 相 绕 组和 转 子 三 相 绕 组 都 得 变 换 到 等 效 的 两 相 绕 组 上 去 。 等 效 的两 相 模 型 的 两 相 模 型 之 所 以 相 对 简 单 ， 主 要 是 由 于 两 轴 相互 垂 直 ， 它 们 之 间 没 有 互 感 的 耦 合 关 系 ， 不 像 三 相

46、 绕 组 那样 任 意 两 相 之 间 都 有 互 感 的 耦 合 。 等 效 的 两 相 模 型 可 以 建立 在 静 止 坐 标 系 （ 即 、 坐 标 系 ） 上 ， 也 可 以 建 立 在 同 步旋 转 坐 标 系 （ 、 坐 标 系 ） 上 。 建 立 在 同 步 旋 转 坐 标 系 上760M TMTM T2的 模 型 有 一 个 突 出 的 优 点 ， 即 当 三 相 变 量 是 正 弦 函 数 时 ， 等效 的 两 相 模 型 中 的 变 量 是 直 流 量 。 如 果 再 将 两 相 旋 转 坐 标 系按 转 子 磁 场 定 向 时 ， 即 将 、 坐 标 系 的 轴 取 在

47、 转 子 全 磁 链的 方 向 上 ， 轴 取 在 超 前 其 90的 方 向 上 。 则 在 、 坐 标 系中 电 动 机 的 转 矩 方 程 式 可 以 简 化 ， 并 与 直 流 电 动 机 的 转 矩 方程 十 分 相 似 。77111rUVWMTUVWmtii1 根据上述坐标变换的设想，三相坐标系下的交流电流 、通过三相/两相变换可以等效成两相静止坐标系下的交流i 、；再通过按转子磁场定向的旋转变换，可以变换成同步旋转坐标系下的直流电流i 、 。如果站在、 坐标系上，观察到得便是一台直流电动机，上述变换系统用结构图的形式表示在图3.19中右侧的双线框内。从整体看、 、三相交流输入，得

48、出转速输出，是一台异步电动机。从内部看，11rmti经过三相/两相变换和同步旋转变换，则变成一台输入为i 、 ，输出为的直流电动机。78图3.19 矢量变换控制的构想79VRVR-1既然异步电动机可以等效成直流电动机，那么就可以模仿直流电动机的方式控制异步电动机了。如图3.19所示，点划线框内所示的两相/三相变换和三相/两相变换、和变换实际上互相抵消了。如果再忽略变频器本身可能产生的滞后，那么点划线框以内完全可以删去。点划线框外则成了一个直流调速系统。801111VRtm1-1uvwuvw 如图3.19所示的控制器类似于直流调速系统中所用的控制器，它综合给定信号和反馈信号，产生励磁电流给定值i

49、和电枢电流给定值i 。经过反旋转变换得到i 、i ，再经两相/三相变换变换得到i 、i 和i 。带电流控制的变频器根据i 、i 和i 和信号，可以输出异步电动机所需的三相变频电流。81矢量控制方案矢量控制方案111112 1MMU2MTtmtrdtfLiL211m1p目前最常用的矢量控制方案，是按转子磁场定向的矢量控制。如图3.20所示，取 轴与U轴相重合，轴与转子全磁链相重合。轴与 轴（ 轴）之间的相角用表示，则。是定子电流的角频率。代表定子磁动势的空间矢量电流为i，被分解为轴方向上的励磁分量i 和 轴方向上的i 。可以证明异步电动机电磁转矩为 T=n（3.60）82212222221mmm

50、rrmrLiT pLLLLl lTTL r 而 转 子 磁 链 为 式 （ 3.61） 中 ， 为 定 转 子 之 间 互 感 ；为 转 子 电 感 ，（ 为 转 子 漏极 电 感 ） ； 为 转 子 时 间 常 数 ，。图3.20 矢量控制方式（3.61）831211113.20mttvwmtiiiii 在转子磁场定向中，如能保持式（3.61）中的恒定，既保持恒定，则电磁转矩与定子电流的有功分量 成正比。必须知道，对于异步电动机，可检测、可控制的量是定子三相电流 、i、i 。所以必须经过类似于如图所示的坐标变换，才能在控制电路中按控制直流量、 的方式进行调节控制，而在电动机端再回到交流量的控

51、制。843.3.2 矢量控制的实现方法 在本小节主要讲解采用电压型PWM变频器所构成的转子磁场定向的矢量控制系统。 下面将给出系统各运算单元的运算公式，以及讲解与此系统有关的知识点和概念。85图3.21 矢量控制系统原理框图（例）86下面给出图3.21中点划线框、中的矢量变换部分的各个运算单元的运算公式。11111111222333022111222333022vwvwvwiiiiiiiiiiuuuuuuuu1 点划线框中，相当于图3.19中的直流电动机模型的部分。其中三相/两相变换器实现 、 、 到、之间的变换： 类似地 （3.62）（3.63）8711111111111212 3VRcos

52、sinsincosMUdmtmtiiiiiiiit11系数是基于功率不变约束而引入的系数。 矢量回转器1，实现、到、之间的变换 式（3.64）中，为（即轴）与轴（轴）的夹角，是转子磁链的空间相位角，为时间的变量。 （3.64）882222222111121113.21ddrsmrmLuritLiLLuritL1为了进行转子磁链定向的矢量控制，关键是需要知道的瞬时空间位置 及其幅值。直接检测在技术上是比较困难的，所以往往要通过特定的数学模型（称为观测模型）经过运算而间接地求得。观测模型有多种，图中的观测器所用数学模型是所谓观测的电压模型法，运算关系为 111()ssmsrLiLLl lLL L2

53、m式（3.65）、（3.66）中，为定子漏感 ； 为漏感系数， =1-（3.65）（3.66）8922212123.21PWMConstConst1 mtrriiT222222 = sin = cos =图中点划线框的部分是给定参考构成部分，相当于图3.19点划线框内的左半部。所不同的是为适应电压型逆变器的需要增加了电流电压变换器。如果运行中、，则11mi（3.67）（3.68）（3.69）（3.70）9011211121111111112VR2tsrstsrsmrtuiriL iT iLurT piL iTTTLrLlruum1t1m1m1t1m1t1m1m11 u 和可由下列两式求出。 u

54、 式（3.72）中， 为定子时间常数，为转子旋转角频率。 矢量变换器，实现有u 、到u 、的变换，11111cossinsincostuu1m1即uu （3.71）（3.72）（3.73）9111/102133221322uvwuvwuuuuuuuu11两相 三相变换器，实现由u 、到u 、之间的变换，即 （3.74）922222PWMRASRT TRRm1t1m1t1m1t1 为在动态过程中瞬时调节，设置了调节器，它的输出作为定子电流励磁分量的给定值i 。速度调节器的输出时电磁转矩的给定值，则是定子电流转矩分量的给定值i 。经过i和i调节器以后的输出（仍用i 和i表示）送给电流电压变换器，以

55、控制变换器的电压与频率，实现转子磁场定向的矢量控制。 图3.21中点划线框以外，可以看成带有磁通闭环和弱磁控制的直流双环（外环为速度环，内环为电流环）调速系统。93 矢量控制变频器实际装置举例： 西门子公司的前期产品SMOVERTP 6SE3536(BJT)、6SC3637(GT0)和目前的6SE70、6SE71(IGBT)的控制思想基本一致。其中前两种工业交频器实现的功能如下： (1)U/f频率开环控制、无速度传感器矢量控制和有速度传感器矢量控制的硬件电路实现了归一化。采用哪种控制方式，由可选的软件功能确定。 (2)用于单电动机或多电动机调速的频率开环控制，有4种U/f曲线可由软件选择。94

56、 (3)用于单电动机传动，且要求高动态性能时，实现矢量控制即磁场定向控制。矢量控制时以无速度传感器，也可以有速度传感器。 (4)通过自动参数设定可实现优化的起动，启动中闭环控制参数和U/f特性根据负载电动机的额定值来计算。 (5)闭环控制的自优化。它是通过一种自动检测和自动实验程序，实现对所有闭环控制器参数的自动设定。 (6)实现了变结构和自适应控制，充分体现了全数字控制的优势。95 1.开环和闭环控制的概念开环和闭环控制的4种不同形式及应用如表3.1。表3.1 控制方式及应用962.频率开环控制 这种情况下的结构，如图3.22所示。频率由串联在系统中的斜坡发生器给定，电压则由U/f特性函数发

57、生器给定。U/f特性由4种电压-频率函数关系的组合来决定。这可以看做有4个电压-频率特性组件和4个斜坡函数发生器组件(可由软件功能来选择)。图3.22 频率开环控制的原理框图973.矢量控制 矢量控制的原理结构，如图3.23所示，这种矢量控制可以采用有速度传感器方式(图中右下方)，也可以采用无速度传感器方式。速度传感器可以采用脉冲式速度传感器。图图3.233.23矢量控制的原理结构图矢量控制的原理结构图984.无速度传感器的矢量控制的速度调节 这种控制方式下的原理性框图(由软件功定选定)如图3.24所示。这是对异步电动机进行单电动机传动的典型模式。图图3.243.24无速度传感器的矢量控制原理

58、框图无速度传感器的矢量控制原理框图995.有速度传感器的转速或转矩闭环矢量控制这种控制方式的主要特性是：(1)在速度设定值的全范围内，转矩上升时间大约为15ms。(2)速度设定范围人于1：100。(3)对闭环控制而言，转速上升时间小于等于60ms。这种控制的框图如图3.25所示。100图3.25有速度传感器的矢量控制原理框图1013.3.3 矢量控制的意义 采用矢量控制方式的目的，主要是为了提高变频调速的动态性能，根据交流电动机的动态数学模型、利用坐标变换手段，将交流电动机的定子电流分解成磁场分量电流和转矩分量电流，并分别加以控制，即模仿自然解耦的直流电动机的控制方式，对电动机的磁场和转矩分别

59、进行控制，以获得类似于直流调速系统的动态性能。102 在矢量控制方式中，磁场电流和转矩电流可以根据可测定的电动机定子电压、电流的实际值经计算求得。磁场电流和转矩电流再与相应的设定值相比较并根据需要进行必要的校正。高性能速度调节器的输出信号可以作为转矩电流(或称有功电流)的设定值。动态频率前馈控制可以保证快速动态响应。 另外，矢量控制调速范围宽，采用光电码盘转速传感器时，一般可以达到调速范围D=100，己在实践中获得普遍的应用。1033.4 直接转矩控制 直接转矩控制提出的由来及解决的问题直接转矩控制提出的由来及解决的问题 从20世纪70年代矢量控制技术发展以来，交流传动技术从理论上解决了交流调

60、速系统在静、动态件能上与直流传动相媲美的问题。矢量控制技术模仿直流电动机的控制，以转子磁场定向，用矢量变换的方法，实现了对交流电动机的转矩和磁链控制的完全解耦，它的提出具有划时代的重要意义。然而，在实际上由于转子磁链难以准确观测，并且系统特性受电动机参数的影响较大，以及在模拟直流电动机控制过程中使用矢量旋转变换的复杂性，使得实际的控制效果难以达到理论分析的结果，这是矢量控制技术在实践上不足之处。104 不同于矢量控制技术，直接转矩控制有着自己的特点，它在很大程度上解决了矢量掉制中计算复杂、特性易受电动机参数变化的影响、实际性能难以达到理论分析结果的一些重要技术问题。直接转矩控制技术从诞生开始，