微型传感器能量自捕获电源系统

1、 微型传感器能量自捕获电源系统研究报告侯宏录，张泽茜，周少锋，张家超（西安工业大学光电工程学院，西安710021）1 课题研究的背景与意义无线传感器网络大多长时间工作在无人值守状态，由于网络节点众多、分布区域广，且工作环境复杂，若采用更换电池的方式给节点补充能源，会导致由于能源补充不及时、或无法及时更换众多的分布较广的网络节点电池而引起系统无法正常工作，影响信息获取的可靠性。因此，电源供给将成为阻碍传感器网络发展及应用的瓶颈之一。随着信息时代的到来，我们现实生活环境中会有越来越多的无线通信设备，例如中波/短波/调频广播、电视、手机、WiFi、蓝牙等，这些设备都会向外界发射电磁波；另外，环境中存

2、在着大量由电气设备自发辐射的杂散干扰信号，例如，如电机、开关电源等。这些电磁波几乎分布在数十Hz 至数GHz 的所有频段内，因此环境中存在着无处不在、无时不有的电磁波。相比较于现有的各种环境能源，电磁波所携带的能量虽然微弱，但是具有能够提供几乎连续的永久电力，收集获取这些“无用”电磁波作为网络节点的能源，从本质上就可解决网络节点对能源不间断供给的需求，也符合政府倡导的节能减排、绿色能源的战略。在该项目中,我们关注的是900MHz 手机电磁波段。我们已用从该波段中获得的能量来供应无线传感器节点或其他应用设备工作。这个供能方法尤其针对那些位于遥远区域且其他能源如太阳能和风能不可行的传感器节点。本文

3、的研究基于无线充电的传感器网络的系统设计和应用分析，主要从微型传感器能量自捕获系统设计方案、系统硬件电路设计、系统软件设计三个方面详细阐述了微型传感器能量自捕获系统是如何实现的。2 国内外研究概况在传统能源日趋匮乏的大背景下，对于环境能源的开发利用显得越来越重要。包括太阳能、风能等绿色能源已较广泛的被人利用，其产品也较为成熟。可是世界各国对环境电磁能的研究利用仍处于起步阶段。在国外，这项技术的研究起步较早。2010 年，日本的Hiroshi Nishimoto 尝试收集电视信号能量给WSN供电，在距东京电视塔4 km 处收集到15 20 W的能量，并在为期7天的测试中证明了电视信号能量的稳定性

4、。2011年，美国乔治亚理工学院(Georgia Instituteof Technology)的研究人员成功地将撷取自半公里远的电视发射台电磁能量，驱动了一颗温度传感器。该研究团队使用了一种超宽频(ultra-wideband)天线，以利用来自不同频段的各种讯号，也借此大大提高了能量收集能力。与此同时他们更将传感器、天线与能量搜寻电路用喷墨印刷(inkjet printers)技术整合在纸张或是软性聚合物上，使其更利于安装与携带。2013年，加拿大卡尔顿大学学生Philip Khoury在其硕士论文中对无线传感器网络节点的整体以及各模块设计做出了详尽的理论介绍，尤其是在天线设计方面，他给出了

5、几种接收效率极高的阵列天线，可惜由于设计太复杂、工艺太难，我们只好放弃了这几种天线的设计。而我国对这项技术的研究几乎都处于理论阶段。2011年，西安电子科技大学的几位研究者利用810KHz的AM波段电磁能为传感器供电，该方案的研究最终也未能做出实物。2012年，浙江大学的学生江发昌在其硕士论文提出了一套完整的无线传感器网络节点的硬件设计方案，针对的接收波段是915MHz的高频信号，只是未能实现仅利用环境电磁能为节点供电的设想。3 课题研究的主要内容该项目针对微型传感器能量自捕获电源系统的研究，分别从系统总体方案的设计与选择、电源系统硬件电路设计及软件设计三个方面进行深入的研究，主要工作内容如下

6、:（1）确定系统总体的设计方案。由于无论在国内外，该系统的研究都处于起步阶段，可供参考的成熟的总体设计方案几乎没有，许多方案细节需要我们自己摸索论证。（2）系统原理样机的搭建与验证。在论证过理论上的可行性后，进行实践性的实际操作是必不可少的。在实际电路设计过程中，我们首要研究超波谱（数十Hz-GHz）电磁能感应天线结构、尺寸、材料特性，以及阵列设计；随后就是解决微弱信号的自动升压问题；最后针对超波谱范围内信号幅度与频率的特性，研究自组织寻优充电技术与模块动态管理。在上述基础上完成硬件电路板制作。（3）完成电源系统软件电路设计。深入了解MSP430系列芯片的编程原理，掌握其开发环境，最终实现一定

7、的休眠/唤醒机制。4 课题研究的方法4.1系统总体设计方案系统整体设计方案的提出是项目实施的前提，是整个工作的起始。该系统设计方案的研究主要围绕两个方面问题：一是环境中射频能量的分析，并以此为基础确定系统利用的电磁波波段；二是考虑在无源情况下仅靠系统接收的能量能否确保整流二极管可以正常工作（即接收电压能否高于开启电压）。4.1.1环境射频能量分析环境射频能量分析是天线模块设计乃至系统整体设计的基础，由于缺乏可以测量环境射频能量密度的仪器，所以我们只能从其他文献上借鉴环境射频能量分布的数据。如图4.1所示，文献？为我们提供了在城市环境中，从数百kHz的AM广播信号到2.4GHz的ISM信号间所有

8、射频波段的能量分布数据。可以看出图中反映出有几个峰值点，即为功率较大的几个射频波段，其中包括AM和GSM等频段，如频率为900MHz和1800MHz的GSM信号。图4.1环境电磁波能量频谱图文献？展示了对城市环境中不同时间段内电磁波能量密度分布情况。如图4.2所示，横轴为频率，纵轴为时间，频段为680MHz-3.5GHz，结果证实能量密度在-60dBm/m2到-14.5dBm/m2（1nW/m到35.5uW/m），随时间基本稳定。最大能量密度值始终出现在1.8GHz-1.9GHz频段。图4.2 不同时刻环境中电磁能量密度考虑到上述情况，为了微型传感器网络节点电源更好的工作，我们应从功率较大的A

9、M波段或GSM波段中选取应用电磁波。AM波段即为俗称的广播波段，虽然在城市环境中能量密度较大，但是在无人区并没有分布，同时我们设计的系统必须具有在无人区仍能工作的性能，所以只能考虑分布更广的GSM波段及通讯波段。在该波段中，众所周知的是900MHz的手机通讯频率，随着信息时代的到来，手机信号的覆盖区域越来越全面。所以综上所述，我们最终选定频率为900MHz的电磁波作为能量来源。4.1.2系统总体设计思路在确定了接收波段后，系统总方案的设计已有了大方向，但是考虑到系统接到的能量极其微弱甚至只有W 级，所以为了应对这种情况，我分别设计了以下三种总体方案。方案一：天线接收模块直接与整流电路相连，再经

10、过储能及微处理器模块。该方案实现的前提就是天线接收到的射频能量足以驱动整流二极管。方案二：当天线接收到的的能量并不足以驱动二极管时，可以考虑加装一个临时电源，将电路驱动起来之后，再将其撤掉，让系统自主运作起来。方案三：同样当天线接收到的的能量并不足以驱动二极管时，还可以考虑先倍压再整流，就是将接收天线输出的电压量先升至一定大小，令其足以开启二极管。经过我们详细的分析及论证后，第三种方案首先行不通，因为如果先倍压再整流的话，我们将直接面临高频率交流电升压的问题。可是对于交流电的升压我们目前掌握的方法仅有用互感变压器一种，不过互感变压器的最高响应频率只有10MHz 左右，并不满足系统设计。至于第二

11、种方案虽然可行，但是不免有人会对该电源设备的自主供电能力提出质疑，因为系统中有储能元件的存在，临时电源的加装势必会为储能元件存留一部分电能，所以电源系统的工作能力无法得到很好地展示。而且以上我也提到过许多在无源情况下系统成功工作的例子，所以我决定先使用第一种方案，将第二种方案作为备选方案。以下我就主要介绍一下第一种方案的设计思路及整体框图。如图4.3所示，即为微型传感器能量自捕获电源系统总体框架图。其整体设计思路为：先由天线接收环境电磁波，经过相应的阻抗匹配电路，再进入整流电路，将交流电转化为直流，滤去杂波后。通过一定的升压技术将原本微弱的电压信号升至所需电压，并将电能存储进陶瓷电容中。在存储

12、电容为负载充电的同时，也为处理器提供电能。由于处理器工作期间耗电量较大，所以通常处于休眠状态，待需要其工作时，将其唤醒20ms，完成数据传送再立马休眠。接收到MCU送来的数据信号后，射频收发模块会将数据发送至接收端子，以显示数据。同样射频收发芯片也需要相应的休眠机制。图4.3 系统整体设计方框图4.2天线模块设计天线设计的好坏直接关系到系统能否工作，所以说天线设计是该课题研究的重中之重。在选定好接收波段的情况下，我们还需对天线的选型及尺寸设计进行谈论，并完成仿真设计优化。4.2.1天线的选型自马可尼和赫兹发明了天线以来，天线技术经过了100多年的发展，到目前为止，天线的类型可谓是五花八门，种类

13、繁多，形式多样不胜枚举。一般按对天线的分析方法来分共有三大类:a.线天线：指天线结构具有线状结构特点，而且金属导线半径远小于波长的天线。如:振子天线、环天线、螺旋天线等；b.面天线或称口径天线：指电磁波通过一定口径向外辐射的天线。如：喇叭天线、板状天线、角反射天线、抛物面天线、栅格天线、卡塞格伦天线等；c.天线阵:指天线的辐射单元按一定规律排列和激励(或称馈电，指馈给每个辐射单元信号的幅度和相位)的天线群体。如:美国爱国者导弹中的相控阵雷达系统、美F-22战机和俄米格-35战机的机载相控阵雷达系统、预警机、导弹和空间分集移动通信系统等。目前天线正广泛应用于通信的各个领域，如微波通信天线、卫星通

14、信天线、微波器件天线、无线公话天线、及应用于汽车上的移动数字电视天线等。从频段上来讲，已经研制出用于GSM/CDMA，GPRS,PHS，CDMA2000，3G，DECT，WLAN，WCDMA,TSCDMA等领域的天线。各种内置和外置的天线广泛用于手机、无线公话、无线商务电话、电脑笔记本PC卡、车载电话、无线模块以及其他无线终端。其中微带天线属于线天线的一种，是目前应用较广泛的一种天线形式。它利用微带线或者同轴线等馈电，在导体贴片与地板之间激励起射频电磁场，并通过贴片四周与接地板之间的缝隙向外辐射。因此，微带大线也可以看作是一种缝隙天线。通常介质基片的厚度与波长相比是很小的，因而它实现了一维小型

15、化，属于小天线的一类，符合系统设计便携性的要求。4.2.2 印刷偶极子天线图4.4所示为设计的微带巴伦馈线印刷偶极子天线的结构模型，该天线属于半波偶极子天线的变形也是微带天线的一种。整个天线结构大致可以分为5部分，即介质层、偶极子天线臂、微带巴伦线、微带传输线和天线馈电面。图4.4 印刷偶极子天线的结构模型介质层的材质为环氧树脂玻璃纤维板(FR4)，其相对介电常数=4.4。在介质层的两面分别敷有良导体的金属传输线，构成偶极子天线的两个臂、微带传输线和微带巴伦线。激励信号从天线馈电点处馈入，经过微带巴伦结构和微带传输线传输到偶极子天线的两个臂。在微带传输线上，电流方向相反，因此不会辐射电磁波。在

16、偶极子天线的两个臂上，金属片的电流方向相同，因此会辐射电磁波。由半波偶极子天线的理论分析可知，天线两个臂的总长度约为1/2个工作波长。偶极子天线是一个对称结构，传输线上的馈电电流必须是对称分布的。若是馈线采用双传输线结构，因为双传输线的电流为对称分布，所以天线的电流亦为对称分布。然而，若是馈线采用同轴线结构，因为同轴线内外导体并不对称，所以天线上的电流也不会对称分布，从而会影响天线的性能。为了保证偶极子天线上电流的平衡，通常在天线和同轴线之间插入一个不平衡到平衡的转换器，即微波巴伦，它可以将不平衡的电流转换成平衡的电流。图4.4中的三角形结构就是一个简单的微波巴伦，它可以实现不平衡到平衡的转换

17、。设计天线的中心频率为915MHz，若在自由空间中传播，对应的工作波长约为328 mm。 （4.1）若在全部填充以FR4材质的介质中传播，其对应的工作波长约为156mm。 （4.2）若我们采用自由空间波长，则半波偶极子的长度约为164 mm。若我们采用介质中的波长，则半波偶极子的长度约为78mm。因为印刷偶极子天线同时包含介质与自由空间，所以实际的半波偶极子的长度应该介于78 mm和164mm之间，我们取二者的平均值121mm作为半波偶极子长度的初始值，然后再使用软件仿真分析出半波偶极子长度的实际值。我们知道半波偶极子天线的输入阻抗约为73.2，而馈电端口同轴线的特性阻抗一般是50，若将同轴线

18、直接连接至半波偶极子天线上，就会有阻抗不匹配的问题。三角形微带巴伦和微带传输线一起起到阻抗转换的作用，其作用相当于1/4波长阻抗转换器，可以调节传输线的长度和三角形的大小，还可以调整馈电面的输入阻抗。在设其初始值时，两个直角边的长度分别取12mm和10mm，金属片的宽带初始值都取3mm。4.2.3天线仿真我们采用的仿真软件是Ansoft公司的HFSS v10版本（如图4.5所示为HSFF的界面）。HFSS是基于物理原型的EDA设计软件，主要应用于射频和微波器件设计，天线、阵列天线和馈源设计，高频IC设计，高速封装设计，高速PCB板和RF PCB板设计。对于任意三维高频微波器件，如波导、滤波器、

19、耦合器、连接器、铁氧体器件和谐振腔等，HFSS都能提供工具实现S参数提取、产品调试及优化，最终达到制造要求。图4.5 HFSS天线仿真界面如图4.6所示为使用HFSS进行天线设计的简要流程，设计流程中各个步骤功能分述如下。1、设置求解类型，在天线设计中可以选择模式求解类型或终端驱动求解类型。2、创建天线结构模型。根据天线的初始尺寸和结构，在HFSS模型窗口中创建出天线的HFSS参数化设计模型。另外，HFSS也可以直接导入由AutoCAD、Pro/E等第三方软件创建的结构模型。3、设置边界条件。在HFSS中，导体结构一般设定为理想边界条件（PerfectE）或者有限导体边界条件。使用HFSS设计

20、天线时，还必须在辐射体的外侧正确设置辐射边界条件或者理想匹配层（PML）边界条件，这样HFSS才可以计算天线的远区场。4、设置激励方式。天线必须通过传输线或者波导传输信号，天线与传输线或者波导的连接处即为馈电面或者称为激励端口。天线设计中馈电面的激励方式主要由两种，分别是波端口激励（Wave Port）和集总端口激励（Lumped Port）。5、设置求解参数，包括设定求解频率和扫频参数，其中，求解频率通常设定为天线的中心工作频率。6、运行求解分析。上述操作完成后，即创建好天线模型，正确设置了边界条件、激励方式和求解参数，即可执行求解分析操作命令来运行仿真计算。整个仿真计算由HFSS软件自动完

21、成，不需要人工干预。分析完成后，如果结果不收敛，则需要重新设置求解参数；如果结果收敛，则说明计算结果达到了设定的精度要求。7、查看求解结果。求解分析完成后，在数据处理部分可以查看HFSS分析出的天线的各项性能参数，如回波损耗S11、电压驻波比VSWR、输入阻抗、天线方向图、轴比和电流分布等。如果仿真计算的天线性能满足设计要求，那么已经完成了天线的仿真设计，此时可以着手制作、调试实际的天线了。如果仿真设计的天线性能未能达到设计要求，那么还需要使用HFSS的参数扫描分析功能或者优化设计功能，进行参数扫描分析和优化设计。图4.6 HFSS天线设计流程经过一系列仿真优化后，我们得到了偶极子天线的优化尺

22、寸及其图形数据。如图4.7所示即为该偶极子天线的回波损耗随频率变化曲线。从图中我们可以看出，该偶极子天线的中心频率为915MHz，在这一频率上天线的入射端反射系数为-26.52dB。图4.7 回波损耗随频率变化曲线如图4.8所示为天线的方向图。天线方向图，是指在离天线一定距离处，辐射场的相对场强（归一化模值）随方向变化的图形，图4.8为天线的立体方向图，方向图上任意一点的角度对应了实际辐射的角度，而对应点的矢径对应该方向上的辐射场大小。从图上可以看出，天线阵的主要辐射方向集中在Z方向上，这是因为偶极子天线本身的最大辐射方向在垂直于振子的方向上，所以，最大辐射方向在Z方向上，而Y方向上辐射最小。

23、图4.8印刷偶极子天线的立体方向图为了实现阻抗匹配，获得最大能量利用效率，我们希望输入阻抗和输入传输线的特性阻抗相等或者尽可能接近。从图4.9中可以得出，在中心频率915MHz时，阻抗的实部为46.46，表示了部分的能量发热损耗，虚部为2.03，表示有小部分的能量的反射损耗，整体输入阻抗Zin=46.46+j2.03，虽然没有达到50欧姆的完全匹配，但是匹配结果已经比较良好，这也对应了前面的入射端反射系数的表现。图4.9 输入阻抗曲线4.3整流升压模块对于大多数人来说升压意味着使用传统变压器升压。但是这一方案显然不是用于该系统，主要原因有两个：一是体积过大，不符合设计要求；二是没有可以响应90

24、0MHz高频信号的变压器。于是本节我将提出另外两种整流倍压的方案：倍压整流电路以及整流桥加升压芯片。4.3.1倍压整流电路原理射频能量收集系统在离发射源几米的情况，传入的信号电平是只有mV这个量级。因此,半波和全波二极管整流器这种典型，在用于高频或超高频应用时不能产生足够的直流电能。无源超高频能量收集需要低开启电压肖特基二极管或低/零V金属氧化物半导体作为整流器件。一个肖特基二极管电压与电流之间有指数关系，而一个金属氧化物半导体则是平方律关系。选择使用一个肖特基器件还是低/零V金属氧化物半导体取决于系统的要求，成本和MOS阈值电压变化还有肖特基二极管开启电压变化等多个因素。在这里我们主要分析使

25、用肖特基二极管这种情况。不管使用哪种类型的器件,基本的结构多级整流倍压电路都是非常类似于迪克森电荷泵这种结构。下图4.10为一个原始迪克森电荷泵结构,进行变换之后可用于超高频能量收集系统中的整流倍压电路。图4.10 迪克森电荷泵和改进型迪克森电荷泵这个迪克森架构,最初在1976年提出,是有针对性的对电荷泵,也称为直流直流转换器,其中输入驱动是一个低阻抗电压源。图4.10上部分给出了一个产生正向高压的n级Dickson电荷泵结构。CLK和nCLK是幅度为V，频率为f，的两相不交叠时钟信号。通常情况下V和电源电压的值相等。由于二极管的单向导通特性，随着两时钟的交替变化，电荷被沿着一个方向传输到输出

26、节点。在n级Dickson电荷泵结构中，每一个时钟周期结束后，第n个节点和(n+1)个节点的电压差可写为： Vn+1-Vn=V-VT-VL （4.3）V是从时钟耦合到每个节点的电压幅度, VL为当电荷泵在提供负载电流时,电容被充放电的电压幅度。每个节点上时钟耦合电容C和寄生电容CS均有如下关系： V=CC+CSV （4.4）每个时钟周期内，通过每个二极管的总电荷为(C+CS)VL，则电荷泵在一定的时钟频率下所能提供的输出电流为： I0=(C+CS)fVL （4.5）由此可以推导出每一级为输出节点贡献的电压为：V=VCC+CS- VT- I0f(C+CS) （4.6）即电荷泵的输出电压为： VO

27、UT=VIN+nV- VT （4.7） VOUT=VIN+V(CC+CS)- VT- I0f(C+CS) - VT （4.8） 其中，n为电荷泵的级数。根据上述分析，理论上只要增加级数n的值，就可以在输出端得到任意高的输出电压。通常，采用二极管连接的NMOS管实现Dickson电荷泵中的二极管功能，从而改进二极管的可控性，降低制造过程中的难度。因此，式中VT，要用晶体管的阈值电压代替。然而这种结构也存在一个潜在的问题，即由于二极管连接的NMOS管的衬底均接地，随着电荷泵各节点电压的逐级升高，晶体管源端电压逐级升高，NMOS管的衬偏电压逐渐增大，根据晶体管体效应原理，NMOS管的阈值电压会随着衬

28、偏电压的增加而增加，从而输出端得到的输出电压小于Dickson电荷泵的理论分析值，而且随着电荷泵级数n的增加体效应的影响越来越明显，使得实际电荷泵的性能不再与理论分析一致，而是随着n的增加，输出端最终会有一个极限值。因为能量收集系统所选取915MHz频率远高于当初迪克森电荷泵的工作频率，我们通过修改迪克森电荷泵，使它能达到我们的设计要求。如上图4.10下部分所示我们通过将传统迪克森电荷泵的VN和nCLK连接到GND，将CLK连接到一个交流信号上，这样就可以实现无源的整流升压。这种方案也是目前射频识别卡中普遍采用的方法，同样也是我们能量收集系统所采用的方案。下面对单级整流倍压电路原理进行一个分析

29、，如下图4.11所示为单级整流被压电路及输入输出电压特征。图4.11 单级整流被压电路及输入输出电压特征二极管D1和电容C1为A点的电压建立了一个DC参考。每当D1导通A点的电压为负极性，将会为C1进行充电来阻碍A点的电压变为负极性。如果所有的器件都是理想的，那A点的电压是Vin+Vin（V1在图3.4（b）。D2将A点的电压进行整流，C2将保持输出电压(Vout)峰值V1。因此，整流器的开路电压是一个DC电压并且为2Vin。工作在稳态，Iout是从C2流出，当C2的电压低于V时，电容会再次充电。Vin通常在毫伏级别，所以人们为了得到一个更高的输出电压，常常将该电路进行N级连接。对于一个N级的

30、电路，开路电压Vout是： Vout=2NVin （4.9）对于一个无损的理想整流器来说，输入功率（Pin）等于输出功率（Pout），而电阻Rin可以用如下公式计算： Rin=Vin22Pin=Vout2Pout 18N2=Rload8N2 （4.10）因此，对于固定的Rload，随着N的增长，Rin减小。对于一个匹配了的Rin=Rant，最佳的Rload值随着N的增加而增加。当我们考虑二极管开启电压（VT）此时的开路电压（OCV）是： Vout=2N(Vin-VT) （4.11）但上述分析也只是在理想情况下得到的，对于这种影响因素比较多，模型比较复杂的电路目前还没有一个比较精确的数学分析。因

31、此只能使用模拟和实验的方法来进行设计。4.3.2倍压整理电路设计与仿真经过初步计算，我们计划使用四级倍压整流电路。但是该电路是否有效或者说是否可以倍压至目标电压，我们仍需仿真后才能下定论。下面是我们对四级的整流升压电路进行仿真。我们使用是Multisim仿真软件，它是美国国家仪器（NI）有限公司推出的以Windows为基础的仿真工具，适用于板级的模拟/数字电路板的设计工作。它包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富的仿真分析能力。工程师们可以使用Multisim交互式地搭建电路原理图，并对电路进行仿真。如图4.12所示为我们的设计原理图。将其绘制在Multisim软件中，

32、即可对我们的电路进行仿真。图4.11 设计的原理图在这里我们通过函数发生器来模仿天线接收到的915MHz电磁波，将其设置为正弦波，占空比调为50%,幅度我们从200mV开始取，每隔50mV仿真一组数据，一直取到1000mV,其中输出电压中的输出电压最高值，最低值，平均值都是在电路工作1s时测得到的，下面是我们对本次仿真数据的记录，如表4.1所示：表4.1 仿真数据记录输入电压峰值（mV）输出电压最高值（V）输出电压最低值（V）输出电压平均值（V）2000.8610.8140.83752501.1541.0871.12053001.4551.3811.41803501.7401.6981.719

33、04002.0241.9731.99854502.3922.2712.33155002.7052.5902.64755503.0282.8952.96156003.3573.2043.28056503.6473.5553.60107004.0043.8593.93157504.3424.2024.27208004.6744.4794.57658505.0054.8424.92359005.3405.1275.23359505.6675.4665.566510006.0165.8285.9220对上表的数据我们进行分析发现，整个电压的升压效果随着输入电压的增加而不断增加，如下图4.12所示为输入

34、电压与升压之后电压与输入电压之比的图，其中横坐标为输入电压的幅值大小，单位为伏（V）；纵坐标为输出电压与输入电压值比。图4.12 输入电压与电压升高倍数从表4.1中我们可以很明了的发现，随着输入电压的升高，输出电压与输入电压的比值在不断的增长，但在这里肯定不会超过输出电压与输入电压的比为8这个值。在这里如果不考虑二极管的导通电压及电容漏电流的情况下，理论上输出电压与输入电压的比为8，但这种情况在现实中是不可能发生的。但这里二极管的导通电压基本上是稳定在一定范围的，因此二极管上面电压的损失是一个较稳定的值，所以随着输入电压的升高，电路的升压效果会明显提高。4.3.3 桥式整流加升压芯片桥式整流电

35、路是最经典的整流方式，说起整流大部分人第一个想到的就是它。这一方案就是先用桥式整流电路将交流信号变为直流，再用一种倍压芯片将电压值升上来（原理图如图4.13所示）。显然这种芯片必须具备低工作电压以及低功耗的性能，凌力尔特公司生产的LTC3108 升压芯片正好满足我们的需要。LTC3108 是一款高度集成的DC/DC 转换器，它所采用的升压型拓扑结构可在输入电压低至20mV 的情况下正常运作，并可以输出四种稳压电压，分别为2.35V、3.3V、4.1V 及5V，且它的静态电流也仅为6A。这些特性使之非常适合于收集和管理来自诸如TEG (热电发生器)、热电堆和小型太阳能电池等极低输入电压电源的剩余

36、能量。另外LTC3108 自身的电源管理系统也可以很好的对我们所收集到的能量进行管理，所以该芯片的性能在理论分析中基本上可以满足我们的要求。但是该方案存在两个问题：一是该方案的功耗在理论上会比第一种方案的高；二是LTC3108 的工作需要一种特殊的变压器，而该变压器几乎找不到供货商。所以我们将该方案作为备选方案。图4.13 基于LTC3108的升压电路原理图4.3.4 整流二极管SMS7630-079在上述两种方案中，所有二极管都选用型号为SMS7630-079的肖特基二极管。我前文提到过，由于该系统收集到的环境电磁能极为微弱，所以接收到的电压能否大于整流二极管的开启电压都成问题。所以我们必须

37、找到一种开启电压极低的肖特基二极管。我们找到的这一型号二极管，它的开启电压与输入功率成正比（图4.14），在900MHz 频率下，当输入功率为1W 时，其开启电压仅为10mV。图4.14 SMS7630-079 输入功率与开启电压关系图4.4 储能模块储能技术（Energy Storage Technique）在能量的供应和需求之间往往存在着差异，利用特殊装置和技术手段，在能量富余的时候把能量储存起来，在能量不足时释放出来，以调节能量供求在时间、强度和形态上的不匹配。储能技术是合理、高效、清洁利用能源的重要手段。4.4.1 主要的储能方式目前的储能方式大致分为：机械储能、电化学储能、电磁储能。

38、下面我将一一做分析比较。1）机械储能机械储能是将电能转换为其他形式的能后储存起来，在需要的时候将其再转换为电能，通常情况下机械储能用于电网，不符合设计便携性微小型的要求。2）化学储能化学储能又分为铅酸电池、液流电池、钠硫电池、锂离子电池等。其中锂离子电池是目前应用最为广泛的，可是并不适合该系统的设计要求。3）电磁储能电磁储能包括超导储能、电容储能等，其中电容储能的应用较为广泛，就针对该系统设计而言，超级电容储能方式是最直观也是最廉价的方案。4.4.2 充电电池储能充电电池储能属于化学储能的一种。在我们掌握的资料中，有一款充电电池具有非常优越的性能，非常适合该系统的工作要求。那就是2009年6月

39、美国科罗拉多州一家创新固态可充式薄膜微能量电池制造商Infinite Power Solutions公司（简称IPS）推出的THINERGY系列微能量电池（MEC，Micro-Energy Cell），该电池与其他同尺寸电池相比，拥有最强大的蓄电力，其效能更超越其他一次性或可充式微型电池。THINERGY MEC在生命周期内反覆充电，能提供十多个小时的瓦特电力，其能量相当于，甚至高于容量大上数百倍的传统电池。若与环境的能源相结合，THINERGY MEC能为无线感测器节点及其他微型系统提供永久电力并实现十年以上的免维修运作。也因此，这款独特的系列产品意味著一个消弭电池与超级电容间性能差异的新形

40、态电子元件，即将诞生。事实上，THINERGYMEC具备前所未有的放电电流，因此它是第一款可在许多应用中取代超级电容的电池技术。其重要特色包括：（1）其他解决方案无法比拟的超薄及高弹性封装；（2）可深层嵌入并层压至印刷电路板或其他材料中；（3）在仅有数百奈米安培（nanoAmps）的充电电流下，仍能顺畅充电；（4）超低漏电率，每年的回充损耗率不到1%；（5）极广的运作温度范围，超越绝大多数其他电池。虽然该款电池具有诸多的优点，但由于成本问题，我们最终放弃了这一方案，希望在后续完善系统时可是加以考虑。4.4.3 超级电容超级电容器是根据电化学双电层理论研制而成的，可提供强大的脉冲功率，充电时处于

41、理想极化状态的电极表面，电荷将吸引周围电解质溶液中的异性离子，使其附于电极表面，形成双电荷层，构成双电层电容。超级电容的容量可以达到法拉级别，它能够满足功耗稍高的传感网络应用，电力系统中多用于短时间、大功率的负载平滑和电能质量峰值功率场合，如大功率直流电机的启动支撑、态电压恢复器等，在电压跌落和瞬态干扰期间提高供电水平。4.5 微处理器模块在无源系统中，微处理器重要的特性就是要低功耗，而TI公司的MSP430系列的单片机就是微功耗芯片的代表。该芯片除低功耗外还具备精简指令集（RISC）的混合信号处理器（Mixed Signal Processor）。并可针对实际应用需求，将多个不同功能的模拟电

42、路、数字电路模块和微处理器集成在一个芯片上，以提供“单片机”解决方案。该系列单片机多应用于需要电池供电的便携式仪器仪表中。4.5.1 MSP430单片机型号选择针对该系统的低功耗、便携性的要求，选取MSP430具体型号的原则有以下几点：体积尽可能的小、自带温度传感器、自带同步SPI、功耗尽可能的低等，其中温度传感器和SPI是为了方便课题后续的研究。从这几点出发选择了MSP430F2013（如图4.15所示为MSP430F2013的管脚图）。该芯片的一般特征如下：（1）MSP430F2013的电源电压范围：1.8V-3.6V；（2） 活动模式下电流为220uA（1MHz，2.2V），待机模式下电

43、流下电流为0.5A；（3）具有5种节电模式；从等待模式快速唤醒时间小于1s；（4）内部频率最高达16MHz、内部低功耗LF振荡器、32KHz晶振、外部数字时钟源；（5）具有2个捕获/比较寄存器的16位定时器Timer_A；（6）具有模拟信号比较功能或但斜边A/D的片上比较器；（7）具有内部参考电压，采样保持和自动扫描的10位，200KSPS A/D转换器；欠电压检测器；（8）支持SPI通用串行接口；（9）串行在线编程，无需外部编程电压，可编程的保密熔丝代码保护。图4.15 MSP43OF2013管脚图4.5.2 MSP430F2013内部模块温度传感器模块由于在MSP430F2013自带了一颗

44、温度传感器，所以我们不为系统添加多余负载，在后期测试里就用芯片里的这颗温度传感器。在芯片的SD16模块内，有一只集成温度传感器。任意一个ADC选择通道6都可以测量内部温度传感器的输出电压。通过温度传感器可以获知芯片内部的温度。如果单片机本身处于低功耗运行，几乎不发热，芯片的温度与环境温度是相等的。测量环境温度，不仅能作为温度计应用，还能够监控电路板或机箱内的温度，当检测到超温时，可以采用某些措施（如断电、报警、停止功率部分电路等）避免事故发生。在高精度测量应用中，还可以通过测得的温度来做数字温度补偿。温度传感器的使用。SD16模块内部的温度传感器的温度系数是：1.32mV/K。其中开尔文温度是

45、热力学温度，等于摄氏温度加273K。在内部基准电压Vref=1200mV条件下，ADC数据格式设置为“有符号”时，0V对应采样值，Vref/2(600mV)对应ADC采样值32767（忽略实际误差）。假设ADC采样值为D，推导出传感器输出电压： (4.12)Vsensor除以温度系数（1.32mV/K）得到开始温度： (4.13) 再减去273，得到摄氏温度： (4.14)为了在定点运算时保留1位小数，计算过程中先扩大10倍，显示时加一位小数点。得到计算公式： (4.15)4.5.3 MSP430F2013外围电路设计在传统的微处理系统中，要让系统运行，至少要提供电源、时钟和复位信号，而在MS

46、P430单片机中，内部就带有复位电路（BOR）、片内数控时钟源（DCO），因此只需要外加电源即可构成可运行的最小系统。此时芯片使用的是内部的数控振荡器，大部分MSP430单片机在复位后DCO输出频率默认设定在800KHz-1MHz,可以认为系统提供时钟源，并且随时可以通过软件改变DCO振荡频率。但内部DCO的误差很大（20%），且受温度影响严重。只适合CPU运算提供时钟或在对时间误差要求极其宽松的场合。对于需要较为精确定时的场合，如波特率产生、日历计时、精确定时、时间测量等应用中，必须提供外部晶体作为时钟源。MSP430单片机通常使用32.768KHz的手表晶振作为外部时钟。这个低频振荡一般向

47、内部低速设备提供时钟，并作为定时唤醒CPU用，仅在CPU需要运算时才使用DCO提供的高速（但不精确的）时钟。如图4.16所示为MSP430F2013的外部电路，其中Y1即为32.768KHz的手表晶振图4.16 MSP43OF2013外围电路原理图5 结果与分析5.1 系统PCB板的设计PCB 设计是充电节点硬件设计过程中必不可少的一个过程。该过程出现在电路原理图设计完成之后，它利用原理图生成的网络表将元器件对应到各自的封装，然后将封装放置在PCB 板上。PCB 设计是制作电路板的必要步骤，且对电路板的性能有着很重要的影响。为了方便测量及减少设计失败风险，我们将天线模块与后续电路分别设计在两块

48、板子上。5.1.1 高频电路PCB板设计基础高频电路板的设计思想完全不同于其他电路的设计，它主要牵扯到如何避免高频信号的干扰问题。为了设计出抗干扰性能更好的电路板，我们应从以下几个方面考虑：（1）合理选择层数。在PCB 设计中对高频电路板布线时，利用中间内层平面作为电源和地线层，可以起到屏蔽的作用，有效降低寄生电感、缩短信号线长度、降低信号间的交叉干扰，一般情况下，四层板比两层板的噪声低20dB。（2）走线方式。在PCB 设计中对高频电路板布线时，走线尽量避免导线间平行，这样可以减小高频信号的发射和相互之间的耦合。（3）走线长度。在PCB 设计中对高频电路板布线时，走线长度越短越好，两根线并行距离越短越好。（4）过孔数量。在PCB 设计中对高频电路板布线时，过孔数量越少越好。（5）层间布线方向。在PCB 设计中对高频电路板布线时，层间布线方向应该取垂直方向，就是顶层为水平方向，底层为垂直方向，这样可以减小信号间的干扰。（6）敷铜。在PCB 设计中对