VM转速电流双闭环不可逆直流调速系统课设

1、目录第一章 概论 1.1 设计目的1.2 设计要求1.3 电机参数第二章 基本原理1.1 系统的组成1.2 系统电路原理图第三章 直流双闭环调节系统调节器以及触发电路的设计3.1 获得系统设计对象3.2 电流调节器的设计3.3 转速调节器的设计3.4 触发电路的设计第四章 主电路及保护电路的设计4.1 主电路原理4.2 整流变压器额定参数计算4.3 整流元件参数计算4.4 平波电抗器的参数计算4.5 晶闸管保护的计算4.6 直流侧保护4.7 交流侧保护4.8 励磁电路4.9 转速检测电路4.10 稳压电路结论参考文献心得体会第一章概论 今天我们我们课设的题目是vm转速电流双闭环直流不可逆直流调

2、速系统，直流调速系统具有调速范围广、精度高、动态性能好和易于控制等优点，所以在电气传动中获得了广泛应用。本文从直流电动机的工作原理入手，建立了双闭环直流调速系统的数学模型，并详细分析了系统的原理及其静态和动态性能。然后按照自动控制原理，对双闭环调速系统的设计参数进行分析和计算，从而达到设计要求随着社会化大生产的不断发展，电力传动装置在现代化工业生产中的得到广泛应用，对其生产工艺、产品质量的要求不断提高，这就需要越来越多的生产机械能够实现制动调速，因此我们就要对这样的自动调速系统作一些深入的了解和研究。 本次设计包括主电路和控制回路的设计。本设计通过分析直流双闭环调速系统的组成，设计出系统的电路

3、原理图。同时，采用工程设计的方法对直流双闭环调速系统的电流和转速两个调节器进行设计，先设计电流调节器，然后将整个电流环看作是转速调节系统的一个环节，再来设计转速调节器。遵从确定时间常数、选择调节器结构、计算调节器参数、校验近似条件的步骤一步一步的实现对调节器的具体设计。之后，再对系统的起动过程进行分析，以了解系统的动态性能。双闭环控制可实现转速和电流两种负反馈的分别作用，从而获得良好的静，动态性能。其良好的动态性能主要体现在其抗负载扰动以及抗电网电压扰动之上。正由于双闭环调速的众多优点，所以在此有必要对其最优化设计进行深入的探讨和研究。本次课程设计目的就是旨在对双闭环进行最优化的设计关键词：

4、双闭 电流调节器 转速调节器 设计 1.1设计目的1通过对实际综合实验的培养，加强学生的实际动手能力。2为毕业设计做好准备。3熟悉相关实验过程。4加深对电力拖动自动控制系统这一课程的认识，培养学生综合专业知识的能力。1.2、设计要求1调速范围D=20.无静差。在整个调速范围内要求转速无极，平滑可调2电流超调量i5% 空载启动到额定转速时的转速超调量n103.中频宽h=51.3、电机参数 型号为z2-32直流电动机，额定容量2.2kw，额定电压220v，额定电流12.5A，最大电流18.75A，额定转速1500rpm,额定励磁0.61A,GD2等于0.105，电动机电枢电感10 mH.

5、电动机电枢电阻改为1.3 其他参数，整流侧内阻0.037整流变压器漏感0.24mH。电抗器直流电阻0.024。电抗器电感3.2 mH第二章 基本原理2.1系统的组成转速、电流双闭环控制的直流调速系统是应用最广、性能很好的直流调速系统。采用PI调节的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单闭环系统就难以满足要求了。如题1所示，为了实现在允许条件下的最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。所以，我们希望达到的控制：

6、启动过程只有电流负反馈，没有转速负反馈；达到稳态转速后只有转速负反馈，不让电流负反馈发挥作用。故而采用转速和电流两个调节器来组成系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别在系统中起作用，可以在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）连接，如图2所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。这就组成了转速、电流双闭环调速系统。2.2系统的电路原理图为了获得良好的静、动态性能，转速和电路两个调节器一般都采用PI调节器，这样组成的

7、直流双闭环调速系统电路原理图如图3所示。图中ASR为转速调节器，ACR为电流调节器，TG表示测速发电机，TA表示电流互感器，GT是触发电路，UPE是电力电子变换器。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。图中还标出了两个调节器的输出都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给的电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压第三章直流双闭环调速系统调节器以及触发电路的设计本设计将运用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。按照设计多环控制系统先

8、内环后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外扩展。在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统的一个环节，再设计转速调节器。3.1获得系统设计对象根据图3直流双闭环调速系统电路原理图可以方便的绘出系统的稳态结构框图，如图4所示。其中为转速反馈系数，为电流反馈系数。在考虑双闭环控制的结构（见图4直流双闭环调速系统的稳态结构框图）的基础上，即可绘出直流双闭环调速系统的动态结构框图，如图5所示。图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流显示出来。在实际设计过程中，由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响

9、到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可以用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为的给定滤波环节。所以直流双闭环调速系统的实际动态结构框图应该与图5有所不同，应当增加滤波环

10、节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。如图6所示。3.2电流调节器的设计电流环结构框图的简化在图6点画线框内的电流内环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数远小于机电时间常数，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即。这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，也就算说，可以暂且把反电动势的作用去掉，得到电流环的近似结构框图，如图7所示如果把给定滤波和反馈滤波

11、两个环节都等效的移到环内，同时把给定信号改成，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图8所示。最后，由于和一般都比小的多，可以当作小惯性群而近似的看作是一个惯性环节，其时间常数为：则电流环结构框图最终可以简化成如图9所示。简化的近似条件是 电流调节器结构的选择首先考虑把电流环校正成哪一类典型系统。从稳态要求上看，希望电流无静差，可以得到理想的堵转特性，由图9可以看出，采用型系统就够了。再从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要因素。为此，电流环应以跟随性能为主，即应选用典型型系统。图9的表明，电流

12、环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成： 为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择则电流环的动态结构框图便成图10所示的典型形式，其中：四、电流调节器的参数计算根据已知数据得数据计算晶闸管整流装置：Rn=0.037，KS=。允许过载倍数=。系统主电路：电抗器直流电阻RH=0.024，电枢回路总电阻R=Rn+Ra+RH=1.361。电机电动势常数： (V·min/r)主电路总电感：mH电动机转矩系数：Cm=30Ce/=1.29（N·m/A）电枢回路电磁时间常数：Tl=L/R=0.01s电力拖动系统机电时间常数

13、：s电流反馈系数：V/A1. 确定时间常数1) 整流装置滞后时间常数Ts。三相桥式晶闸管整流电路的平均失控时间Ts=0.0017s。2) 电流滤波时间常数Toi。三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms，为了基本滤平波头，应有（12）Toi=3.33ms，因此取Toi=2ms=0.002s。3) 电流环小时间常数之和T。按小时间常数近似处理，取 Ti=Ts+Toi=0.0037s。2. 选择电流调节器结构根据设计要求i5%，并保证稳态电流无差，可按典型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器。3. 计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数：i=Tl=0.01s。电

14、流环开环增益：要求i5%时，按表2-1，应取KIT=0.5，因此KI=0.5/Ti=0.5/0.0037=135.1s-1于是，ACR的比例系数为4. 校验近似条件电流环截止频率：ci=KI=135.1s-11) 晶闸管整流装置传递函数的近似条件满足近似条件。2) 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件满足近似条件。3) 电流环小时间常数近似处理条件满足近似条件。5. 计算调节器电阻和电容由图27所示，按所用运算放大器取R0=40K，各电阻和电容值为K，取5KF,取2FF,取0.2F按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为i=4.3%<5%，满足设计要求。3.3转速调节器的设计电

15、流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环的一个环节，由图10可知，电流环的闭环传递函数为忽略高次项，可降阶近似为近似条件转速调节器结构的选择用电流环的等效代替图6中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图12所示。把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改为，再把时间常数为和的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中则转速环结构框图可简化成如图13所示。为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型型系统

16、，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。在理论计算中，线性系统的阶跃超调量较大，但在实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。故而，ASR也采用PI调节器，其传递函数为这样，调速系统的开环传递函数为令转速环开环增益为则不考虑负载扰动时，校正后调速系统的动态结构框图如图14所示。上述结果所服从的近似条件归纳为：四、转速调节器的参数计算1.确定时间常数1）电流环等效时间常数1/KI：1/KI=2Ti=2×0.0037s=0.0074s2)转速滤波时间常数Ton：根据所用测速发动机纹波情况，取Ton=0.01s。3）转速环小时间常数Tn。按小时间常数近似处理，取Tn=1

17、/KI+Ton=0.0074s+0.01s=0.0174s2.计算转速调节器结构按跟随和抗扰性能都较好的原则，参考表2-2取h=5,则ASR的超前时间常数为n=hTn=5×0.0174=0.087s转速环开环增益ASR的比例系数为（）3.检验近似条件转速环截止频率为1） 电流环传递函数简化条件为,满足简化条件2)转速环小时间常数近似处理条件为,满足近似条件3计算调节器电阻和电容根据图2-11，取R0=40K,则=274K,取274K=0.4F,取0.4F=1F，取1F3.4触发电路的设计本系统采用三个kj004集成块和一个kj041集成块，即可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放

18、大，就构成了完整的三相全控桥触发电路，其中kj041内部是由内部是由十二个二极管构成的六个或门，其作用是讲六路脉冲输入转为六路双脉冲输出以上触发电路均为模拟量构成，优点是结构简单，可靠，缺点是易受到电网电压影响，触发脉冲的不对称度较高，可达34度在对精度要求高的大容量变流装置中，越来越多的采用了数字触发电路，可获得较好的触发脉冲对称度kj004集成电路部分与分立元件的锯齿波移相触发电路相似，可分为同步，锯齿波形成，移相，脉冲形成，脉冲分选及脉冲放大几个环节，有一个kj004构成，的触发单元可输出两个香味间隔180度的触发脉冲，其工作原理可参照锯齿波同步的触发电路形成进行分析 向整流电路供电的交

19、流测电源通常来自电网，电网电压的频率不是固定的，而是在允许的范围内有一定的波动，触发电路除了应该保证工作频率与主电路交流电源的频率一致外，还应该保证每个晶闸管的触发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定，正确的相位关系第四章主电路的设计4.1主电路原理 三相全控桥整流电路实为三相半波共阴极组与共阴极组的串联，切控制角a完全相同，因此整流输出点啦就是三项半波整流电路的两倍，在感性负载时Ud=2.34*U2*COSa。从整体和基本原来上认识到三相桥式全控整流电路实质上共阴极与共阳极组整流电路的串联，为了更具体的掌握它，较详细分析依稀气物理过程是必要的，习惯上希望全控桥的六个晶闸管出发的顺序是VT1-

20、 VT2- VT3- VT4- VT5- VT6,因此晶闸管是这样编号的，VT1，VT4接L1相，VT3 VT6接L2相，VT5 VT2接L3相，VT1 VT3 VT5组成共阴极组，VT4 VT6 VT2组成共阳极相三相桥式全控整流电路在任何时刻都必须有两个晶闸管导通，才能组成导通回路，一个共阴极，一个共阳极，关于脉冲出发的相位，共阴极组应该差120度，接在同一相的两个管应该差180度，为了保证整流桥合闸后共阴极组和共阳极组各有一晶闸管导电，或者由于电流断续后能再次导通，必须对两组中的应导通的一对晶闸管同时给触发脉冲，三项桥输出的是变压器二次先电压控制角a仍从自然换相点算起，因相电压的交点与线

21、电压的交点在同一相位，故线电压的交点同样是自然换相点，同时可以看出，三项全空桥的整流电压在一个周期内脉动六次，脉动频率为6*50=300Hz，比三项半波时高一倍，电路在任何瞬间仅有两臂的器件导通，其余四臂的期间均承受反向线电压，当控制角a>0度时，没个晶闸管都不在自然换相点换相，而是从自然幻想点向后移a角时开始换相 主电路如图4.2整流变压器额定参数计算根据负载所需要的平均电压Ud和电流Id，可以选择晶闸管整流主电路的形式，在平均电压Ud和主电路形式一定的条件下，晶闸管的交流侧的电源相电压有效值，U2只能在一个较小的范围内变化，因为电压U2选择过高，则晶闸管装置运行时的控制角a过大，造成

22、功率因数变坏，无功功率增大，并在电源回路上产生很大的压降，但若电压U2选择过低，则有可能在晶闸管控制角等于零度时仍不能达到负载要求的电压额定值，因为就不能达到负载要求的功率，在一般情况下，晶闸管装置所要求的交流供电电压与电网电压往往不一致，另外为了尽可能减小电网与晶闸管装置的相互干扰，要求能够隔离，所以通常配用整流变压器 整流变压器的初级相电压U1就是电网电压，是已知的，根据整流主电路的形式，所需要的整流电压Ud和整流电流Id，可以算出整流变压器的额定参数对于三项全控桥 Ud=2.34* *COSa一次侧U2=（1.21.5）Ud/2.34=（154198）V电流有效值I1=I2 =Ud=2/

23、3Id=0.816Id=121A由整流变压器漏感Lt得 U=6wLt/2*Idmax=33.3v综上：U2=220V I2=121A S=3Pi=3*U2*I2=79.9KW且 U1/(3*U2)=k=220/220=14.3整流元件的参数计算 晶闸管最大峰值电压Ukm=6U2=539V 则应该选择整流元件额定电压Uked=（23）（10781167）V晶闸管额定电流It=（1.52）Kfb*Id=（81.7108.9）A取Ukfd=1200v It=100A选择晶闸管KP100-12.共六个，组成三相全控桥4.4平波电抗器的参数计算 Lj=0.693*U2/Idmin Idmin=10%Id

24、得 Lj=10.3mH 则L=Lj-Lt-Lh=5.55Mh4.5晶闸管的保护的计算R2=(24)Ud/It=612 取10C2=(2.55)*0.001*It=0.250.5uF 取0.5UfUc2=1.5Uked=1800V取1800V4.6直流侧保护直流侧过电压产生的原因有两个，一个是整流变压器中储能的释放，一个是直流屏波电抗器储能的释放，直流侧过电流保护主要是防止负载电流过大引起电器损坏C3=kcd（I02/fu2l）UfR3=krd（U2l/I02）式中，f为输出电压的最低谐波频率，kcd，krd为系数如表所以C3=128 uF 取130uF R3=5.4 取 6 Uc3=1.5Ud=450V 取500V4.7交流侧保护在变压器副边并联电容，短时间的过电压让电容中流过较大的充电电流，把拉闸时磁场释放出的能量转化为电容的电场能量储存起来可以大大抑制过电压C16Io%*s/U2/U2电容耐压1.5UcR12.3U2*U2/S*Udi%/ Io%式中s-整流变压器每相伏安数 U2-变压器副边相电压的有效值，单位V Io%-变压器空载激磁电数百分数。对于10560KVA的普通的三相变压器，Io%=410，容量越大其值越小 Udi%变压器短路电压百分比数，上述变压器的Udl%一般为56则