注入式混合型有源电力滤波器的电流控制新策略_图文_百度文库

1、 52 180 21 次谐波(1 050 Hz 中 国 电 机 工 程 学 报 第 28 卷 120 60 A 7 次谐波(350 Hz 基波(50 Hz 0 0 150 延时/s 300 图 8 补偿残余度、谐波次数和延时的关系图 Fig. 8 Relational graph of Compensates residue, harmonic order and time delay 变换矩阵进行修改，补入式(24所示的系统延时引 起的电角度n： E/A iL0-b/A is-b/kA E/A iL0-b/A is-b/kA 高，补偿残余度越大；对于任意次谐波， 延时越大， 补偿残余度也越大

2、。对电网含有多次谐波电流的情 况，同理可从理论上分析延时对有源电力滤波器补 偿性能的影响。 为彻底解决系统延时问题，对 ipn 和 ipn 旋转反 比例系数 KP 的预设初始值为 5， PI 控制算法仿真中， 积分系数为 KI 的初始值为 0.2，开关模式都采用三 角波调制方法获取，三角波幅值为80+80，频率 为 10 kHz 。在实验中，IHAPF 分两级投入，无源 滤波器在开始时就投入，有源部分于 0.21s 时投入 电网，以避免注入谐振支路投入瞬间的振荡高压对 有源部分的冲击。 图 9 给出 0.560.6 s 时 b 相电网电流 is-b、逆变 器输出电流 iL0-b 及电网侧实际谐

3、波电流对参考电流 0 的跟踪误差 E 的波形和频谱，图中 E 的频谱数据 如表 3 所示。 3 0 3 100 0 100 100 0 100 560 补偿残余度/% 580 600 t/ms (a 不分次补偿相位时递推积分 PI 控制波形 sin( nt + n cos( n t + n C n 1 = cos( nt + n sin( n t + n (30 ipn 和 ipn 分量经过修改矩阵 C n1 的反变换之 4 仿真研究及工程应用 E/A iL0-b/A is-b/kA 后， 再经过 C23 变换， 即得到无电角度延时的当前谐 0 1 3 /2 。 波值。这里， C 23 = 2

4、 / 3 1/ 2 1/ 2 3 / 2 如果要同时选择检测某几次谐波时，可如图 7 中所示，进行并行检测后再相加即可。 2 1 0 30 15 0 15.0 7.5 0.0 3 5 频率/kHz (b 不分次补偿相位时递推积分 PI 控制频谱 1 3 0 3 100 0 100 15 0 15 560 15.13 mH、76.86 F 和 30，5 次单调谐滤波器的电 感、电容和 Q 值分别为 6.3 mH、66.3 F 和 30。逆 变器直流侧电压为 600 V，输出滤波器的电感 L0 和 电容 C0 分别为 0.5 mH 和 120 F。在模糊递推积分 E/A iL0-b/A is-b/

5、kA 为对分次相角预补偿的谐波检测方法和模糊 利用 PSIM6.0 递推积分 PI 控制的优越性进行验证， 软件进行仿真。设电网的参数为：三相电源线电压 为 10 kV，频率为 50 Hz；负载为 2、3、5 和 7 次谐 波电流，其值分别为 50、50、100 和 30 A；所需补 偿的无功容量为 9 000 kvar。 无源部分的参数为： 电 C2 和电感 L1 构成 2 次单调谐无源滤波支路， 容 C1、 C1、 L1 和 C2 分别为 500 F、 29.77 mH 和 166.67 F， 无源滤波器组包括 3 和 5 次单调谐滤波 Q 值为 30； 器，3 次单调谐滤波器的电感、电容

6、和 Q 值分别为 580 600 t/ms (c 分次补偿相位时递推积分 PI 控制波形 E/A iL0-b/A is-b/kA 2 1 0 30 15 0 8 4 0 5 3 频率/kHz (d 分次补偿相位时递推积分 PI 控制频谱 1 3 0 3 100 0 100 15 0 15 560 580 600 t/ms (e 分次补偿相位时模糊递推积分 PI 控制波形 第 36 期 E/A iL0-b/A is-b/kA 2 1 0 30 15 0 4 2 0 漆铭钧等： 注入式混合型有源电力滤波器的电流控制新策略 53 3 5 频率/kHz (f 分次补偿相位时模糊递推积分 PI 控制频谱

7、 1 Fig. 9 图 9 电流仿真波形对比 Comparison of simulation current waveforms 表 3 网侧谐波电流跟踪误差 E 的频谱数据 Tab. 3 Spectrum data of tracking harmonic A current error E 谐波次数 基波 2次 3次 5次 7次 图 9(b 2.8 15.5 6.0 3.6 1.8 图 9(d 1.50 6.90 3.10 0.52 1.00 图 9(f 1.00 4.60 1.40 0.51 1.00 和 13 次单调谐滤波器组成，整条注入支路谐振在 300 Hz 。各参数如下： 11

8、 次无源支路中，电感 L11=1.77 mH，电容 C11=49.75 F，品质因数 Q=35； 13 次 无 源 支 路 中 ， 电 感 L13=1.37 mH ， 电 容 C13=44.76 F,品质因数 Q=35；谐振注入支路中，电 容 C1=349.2 F，C2=116.8 F，电感 L1=29.77 mH， 品质因数 Q=50；输出滤波器中，电感 L0=0.2 mH； 电容 C0=60 F。 滤波器投入前后电网侧电流的波形和频谱如 图 11 所示。滤波器投入前，网侧电流中 5、7、11 和 13 次谐波的畸变率分别为 18.82% 、 9.20%、 15.04%和 11.52%； 在

9、无源部分投入后畸变率分别下 降为 9.76%、8.62%、 4.10%和 1.48%；在有源部 分投入后，畸变率进一步下降为 0.85%、1.22%、 0.72%和 0.55%，滤波效果显著。 电网电流畸变率/% 300 0 300 0.0 0 电网电流畸变率/% 电网电流/A 从图 9 和表 3 中可看出，采用相位分频预补偿 时的递推积分 PI 控制效果明显好于相位不补偿时 的效果，滤波后电网谐波含量最小。而相位不补偿 时的控制跟踪误差相对较大，接近相位补偿时的 3 倍，滤波效果相对差一些。同时也可看出，模糊算 法对递推积分 PI 系数的调整对稳态后的跟踪精度 没有太大影响。 图 10 给出

10、在 00.6 s 时段内，b 相电网侧谐波 由图可知， 电流对参考信号 0 的跟踪误差 E 的波形。 采用单纯的递推积分 PI 控制时， 需要相对较长的时 间才能使电流跟踪误差较小，而采用模糊算法对递 推积分 PI 控制的系数进行在线调整后， 电流跟踪速 度大大加快，在有源部分刚刚投入的 0.21 s 处，其 E 就减小到25 A 以内。 E/A 0.3 0.6 t/s (a 一般递推积分 PI 控制时的波形 500 电网电流/A 100 0 50 500 0 0 电网电流畸变率/% 500 电网电流/A 0 20 40 0 t/ms (a 补偿前电网侧电流 100 6 电流次数 12 50

11、500 0 0 20 40 0 6 t/ms 电流次数 (b 无源部分投入后电网侧电流 100 12 500 50 500 0 300 0 300 0.0 0 20 40 0 6 t/ms 电流次数 (c 整个 IHAPF 投入后电网侧电流 12 E/A 0.3 0.6 t/s (b 模糊递推积分 PI 控制时的波形 图 11 系统电网侧电流波形和频谱 Fig. 11 System current waveform and spectrum Fig. 10 图 10 电流跟踪误差波形对比图 Comparison of tracking harmonic current errors 5 结论 综合以上仿真分析可知， 递推积分 PI 控制适用 而采用模糊算法对其系 于 IHAPF 的电流闭环控制， 数的在线调整改善了其动态性能，相位分频预补偿 则提高了其控制精度。 本文提出的