基于svpwm的异步电机直接转矩控制原理及仿真毕业论文

1、装订线毕 业 论 文二一四年六月基于SVPWM的异步电机直接转矩控制原理及仿真专业班级：电气工程及其自动化1班姓 名： 指导教师： 轮机工程学院摘 要本文首先论述了交流调速系统的发展与现状，简要回顾了电力电子器件、直接转矩控制技术、空间矢量脉宽调制技术的发展历程。接着，系统地论述了直接转矩控制系统的原理，直接转矩控制技术是继矢量控制技术后发展的有一种高性能交流调速技术，它采用空间矢量的分析方式，在两相静止坐标系下计算并控制电机的电磁转矩和磁链。不过，直接转矩控制技术作为一种较新颖的技术，自然存在着不少的问题，比如电流与转矩的脉动问题等。本论文针对传统直接转矩控制系统所固有的问题，提出了基于空间

2、矢量调制技术的直接转矩控制策略。 这种新型控制策略将两者的优点结合起来，把电动机和PWM逆变器看成一体，使电动机获得幅值恒定的近似圆形的磁场，以解决其转矩、电流脉动问题。在论文的撰写阶段，本人做了如下的工作： 通过理论分析，建立了两相静止坐标系下的异步电机数学模型，设计转矩和磁链观测模块，设计坐标变换模块，设计SVPWM生成模块。 最后使用Simulink进行仿真，根据原理，搭建出各个模块的仿真图，仿真实验结果表明，此种控制策略可以减少电磁转矩以及电流的脉动，大大提高直接转矩控制系统的控制性能。关键词：异步电动机；直接转矩；空间矢量脉宽调制；MATLABABSTRACTFirstly, thi

3、s thesis discusses the current situation and development of the alternating current governor system. And briefly retrospect the development history of power electronic devices, direct torque control system, and space vector pulse width modulation. Then systematically discuss the theory of direct tor

4、que control. Its an alternating current governor technology with high performance developed after vector control technology, which adopts the analysis method of space vector to calculate and control the electromagnetic torque and flux linkage of motor in the two-phase static coordinate. Ho

5、wever, naturally, there are some problems, such as the pulsation problem of current and electromagnetic torque in direct torque control technology for it is a rather novel technology. This thesis puts forward a control policy of direct torque control system based on space vector PWM aiming at the in

6、herent problems of traditional direct torque control system.This new control policy combines two technologies together seeing the electromotor and PWM inverter as a whole to make a circular magnetic field with a constant amplitude to solve the pulsation problem of current and electromagnetic torque.

7、 In the period of writing this thesis, I have done the work as follows: Through the theory analysis, build the mathematical model of asynchronous motor in the two-phase static coordinate, and design the observation modules of torque and flux linkage, the coordinate transformation modules,

8、and SVPWM generating modules.Lastly, I use Simulink to simulate them, building every simulation diagram according to the theory. And the result indicates that this control policy can promote the control performance of direct torque control system greatly through reducing the pulsation of torque and

9、current. Keywords：Asynchronous motor， Direct torque control，Space vector pulse width modulation，MATLAB目 录第1章 绪论11.1 交流调速系统的发展与现状11.1.1 交流调速系统的硬件发展11.1.2 交流调速系统控制方法的发展11.2 直接转矩控制技术的发展与现状21.3 空间电压矢量调制技术（即SVPWM）的发展以及现状31.4本章小结4第2章 异步电动机的数学模型52.1 三相静止坐标系下的异步电机数学模型52.2 坐标变换62.2.1 三相两相静止坐标变换62.2.2 两相两相旋转坐

10、标变换72.3 交流异步电动机在静止两相坐标系下的动态数学模型：82.4本章小结9第3章 直接转矩控制系统原理103.1 直接转矩控制系统结构框图103.2 磁链控制闭环与转矩控制闭环103.2.1 磁链控制闭环103.2.2 转矩控制闭环133.3 逆变器143.4电压空间矢量选择153.5扇区判断163.6 本章小结17第4章 空间矢量脉宽调制技术184.1 空间矢量脉宽调制原理184.2 期望电压空间矢量的获得214.3 SVPWM调制算法224.4本章小结22第5章 基于SVPWM异步电机直接转矩控制系统235.1 基于 SVPWM 直接转矩控制系统235.2 磁链定向方式235.3D

11、TC-SVM的扇区判断245.4 空间电压矢量调制265.5 本章小结28第6章 DTC-SVM仿真研究296.1 MATLAB/Simulink的简介296.2 基本仿真模块296.3 坐标变换仿真模块296.3.1 三相两相静止坐标仿真模块306.3.2 旋转坐标变换仿真模块306.4 转矩观测仿真模块306.5 磁链观测仿真模块图316.6SVPWM仿真模块316.6.1SVPWM模块仿真图326.6.2 扇区判断仿真模块326.6.3 基本电压空间矢量工作时间计算仿真模块326.6.4 逆变器导通时刻计算346.6.5SVPWM波生成模块346.7 仿真实验结果356.7.1定子磁链轨

12、迹比较356.7.2 定子电流比较366.7.3 转速响应比较386.7.4转矩响应比较396.8本章小结40第7章 结论41参 考 文 献42致 谢43附录144附录245第1章 绪论1.1 交流调速系统的发展与现状一直以来，直流调速系统以其简单而优越的调速性能，掩盖了其具有结构复杂，换向麻烦等缺点，被广泛地应用。直至上世纪80年代，直流电机调速系统在调速传动领域，都一直占据着主导地位。不过，随着生产技术的发展和控制性能要求的不断提高，直流调速系统所固有的缺点开始凸显出来。自上世纪30年代以来，科学家们就开始致力于对交流调速系统的研究，碍于当时技术方面的诸多限制，直至60年代以后，随着功率电

13、子器件、微电子器件（中、大型集成电路以及微机）的飞速发展，以及现代控制理论在电气传动中的应用，交流调速系统研究才有了突破性的进展，随着电力电子技术、微处理器技术和自动控制理论的不断完善和发展，使交流传动系统的动静态性能达到可以与直流调速系统相媲美的程度。又由于其具有结构简单、造价相对低廉的特点，在实际应用中，开始逐步取代结构复杂，维修不便的直流调速装置。目前，工业较为先进的国家中，直流传动装置的应用呈下降趋势，而交流传动装置的应用却都在大幅地上升。以日本为例，在其1975年的调速传动领域中，直流调速系统占80%，而交流调速系统仅占20%，不过在1985年时，交流调速系统却占80%，而直流调速系

14、统仅占20%。目前，直流调速系统大有完全被交流调速系统所取代的趋势。1.1.1 交流调速系统的硬件发展电力电子元器件是交流调速系统的硬件，它是交流调速的实物基础，其发展直接决定了交流调速系统的发展。1958年美国通用电气公司研制出的第一个工业用普通晶闸管，取代了以前的旋转变流机组，实现了变频调速，直至80年代中期，交流变频装置主要还是采用晶闸管器件，其效率，可靠性，价格以及体积都无法与相同容量的直流装置相提并论。80年代中后期，电力晶体管(GTR)，门极可关断晶闸管(GTO)，功率MOS场效应管等第二代电力电子器件相继问世，在其基础上产生的交流变频装置在性能与成本上可与直流装置相比。80年代后

15、期问世的IGBT，使交流调速装置开关的通断速度更快、通态压降小、载流能力更大，目前是中小功率范围应用最为广泛的器件。之后，电力电子技术朝向大电流、高电压、高频化、集成化、模块化的方向发展，其中模块化器件将成为21世纪的主流产品。以上所述的全控型开关器件主要应用于异步电动机变频调速系统，使得异步电机调速系统的性能得以大幅度提高，达到可以与直流电机相媲美的程度。1.1.2 交流调速系统控制方法的发展单单电力电子器件不足以获得高性能交流调速装置，正确而有效的控制方法是实现交流调速的必要条件。感应交流电机的数学模型要比直流电机复杂得多，它是一个多变量、非线性、高阶、强耦合的系统，这就注定了控制交流电机

16、的难度所在。上世纪七十年代初期，德国西门子公司的Blaschke 和美国的Clark共同创立了按转子磁链定向的矢量控制系统，利用转子磁链定向的方式可以达到励磁电流分量与转矩电流分量的解耦，有利于设计两者的控制器，达到独立去控制励磁电流分量和转矩电流分量的目的，从而实现高性能的交流调速系统，并得到推广。八十年代中期，德国鲁尔大学的MDepenbrock教授首次提出了直接转矩控制系统，它是既矢量控制系统之后，发展出来的又一种高性能交流调速系统，它不用经过复杂的旋转坐标变换，只需要简单的静止坐标变换。其核心就是对转矩和定子磁链的控制采用滞环比较器，以及利用其输出去选择合适的电压空间矢量。由于采用的是

17、滞环比较器，其转矩必然是脉动的，而且调速范围也不够宽。九十年代，有学者提出了SVPWM技术，基于SVPWM的DTC系统能够获得非常优越的动静态性能。1.2 直接转矩控制技术的发展与现状1985年，德国鲁尔大学的Depenbrock提出了一个新颖的异步电动机控制理论，那就是直接转矩控制理论，不久后，又将此理论推广到了弱磁调速的范围。直接转矩控制系统是既矢量控制系统之后发展出来的一种高性能交流电机调速系统，它与矢量控制技术相比，存在着不少的优点。它是在定子坐标系下分析异步电机的数学模型，不需要为了解耦而将异步电机数学模型简化为直流电机的数学模型，只强调对定子磁链和电磁转矩的直接控制，避免了复杂的旋

18、转坐标变换，只需要进行简单的静止坐标变换。在直接转矩控制技术中，采用的是按定子磁链定向的方式，若磁链观测器，采用的是U-i模型，则只需要观测定子电阻，定子电流，定子电压，若采用的是i-n模型，只需要观测定子电流，转速，而这些都是有关定子的参数，比较容易测得，从而大大地减小原先矢量控制系统易受电机参数影响的问题。实现直接转矩控制的关键是如何设计电磁转矩和定子磁链的观测器（反馈模型）以及如何根据转矩、磁链的信号来选择电压空间矢量。直接转矩控制技术具有如下四个特点：1. 直接转矩控制是直接在定子坐标系下分析交流电动机的数学模型，控制电动机的磁链和转矩。它不需要将交流电动机与直流电动机进行比较、等效、

19、转化；即不需要模仿直流电动机的控制，也不需要为解耦而简化交流电动机的数学摸型，它省掉了矢量旋转变换等复杂的变换与计算。2. 直接转矩控制系统采用的是按定子磁链定向的方式，只需去观测定子上的有关参数来设计定子磁链观测器。3. 直接转矩控制采用空间矢量的概念来分析三相交流电动机的数学模型和控制各物理量，使问题变得简单明了。4. 直接转矩控制强调的是对转矩的直接控制。它包含有两层意思：直接控制转矩；对转矩的直接控制。这种控制思想不仅能够用于转矩控制，也能应用于磁链，但应以转矩为中心来进行综合控制。目前在国外，直接转矩控制技术已成功地应用于兆瓦级的牵引机车以及大功率交流传动上。但市场上采用直接转矩控制

20、技术的交流变频器还不是很多，不过其应用前景还是相当光明的。当前，日本，德国，美国等技术发达的国家都在发展此项技术。最近，日本研究成功的1.5Kw的直接转矩控制变频器创造了几项世界纪录，比如，转矩响应频率可以达到2KHz，冲击转矩可以达到额定转矩的20倍，+500到-500转/分的反转时间仅为4ms。今后的，直接转矩技术的发展趋势是采用第四代电力电子器件以及数字化控制器件。我国已将直接转矩控制技术成功应用于大功率牵引机车，也取得了不错的效果，不过我国开展此项技术的时间相对较短，技术基础也相对薄弱，目前，仍与世界最高水平存在着不小的差距，国内的交流变频器市场也基本都被国外的品牌所占据。因此国内不少

21、的研究单位都在研究高性能的交流变频装置，以期能够减少对国外产品的依赖程度。然而直接转矩控制技术作为一种刚诞生不久的新理论、新技术，仍存在着不少的不足，不完善的地方，比如，转矩的脉动，低速性能较差等问题。目前，定子磁链观测器，转矩观测器，无速度传感器是研究热点。为了解决这些问题，研究人员提出了不少理论，使得直接转矩控制技术的性能更加完善，比如基于SVPWM、模糊控制、神经网络控制、模糊神经网络控制等理论技术。1.3 空间电压矢量调制技术（即SVPWM）的发展以及现状 上世纪九十年代中期，有学者提出了一种全新的技术理论，那即是空间矢量脉宽调制技术（SVPWM），SVPWM技术是PWM技术的一种。经

22、典的正弦PWM技术从电源角度出发，使交流变频器的输出电压波形接近于正弦波，而SVPWM的主要思想是，输入三相正弦电流形成圆形旋转磁场，产生恒定的电磁转矩，此技术将逆变系统和异步电动机看成一个整体，模型较为简单，便于使用微处理器进行实时控制。传统的SVPWM应用的是六拍阶梯波逆变器，逆变器一个工作期间分为六个扇区，为了使磁链逼近圆形，将每个扇区再分为若干个小区间T0，T0越短，磁链越接近圆形，但T0受到开关器件的开关频率所制约。每个小区间存在着多次的开关状态切换，但每次切换只涉及一个开关器件，因而开关损耗很小。SVPWM技术的应用前景比较广泛，在逆变装置中，它可应用于逆变电源、三电平无速度传感器

23、矢量控制系统、变频压缩机等。在伺服装置中，它可应用于直流无刷伺服电机，交流永磁同步伺服电机、步进电机等。在电力拖动方面上，可应用于异步电机调速系统，永磁同步电机调速系统等。近些年来，很多SVPWM的应用开始涌现出来，不过由于还处于研究和起步阶段，其控制性能仍然无法与其他的控制方法相比拟。1.4 本章小结 本章首先介绍了交流调速系统的电力电子元件和控制方法的发展，接着着重介绍了直接转矩控制技术的发展和基于空间电压矢量的脉宽调制技术的发展第2章 异步电动机的数学模型2.1 三相静止坐标系下的异步电机数学模型在建立异步电机的动态数学模型时，我们常作如下假设：（1） 假设三相绕组对称分布，在空间中互差

24、120度，产生的磁动势沿气隙周围按正弦分布。（2） 忽略磁路饱和，各绕组自感和互感被认为是恒定的。（3） 忽略铁芯损耗。（4） 不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻所造成的影响。将异步电动机转子折算到定子侧，这样可以将定转子统一放在同一个静止坐标系中进行分析。异步电动机的数学模型由电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成。（1） 电压方程（2.1）即为： （2.2）（2） 磁链方程 （2.3）即为其中L为6*6电感矩阵，LAA，LBB，LCC，Laa，Lbb，Lcc为各绕组的自感，其余均为互感。（3） 转矩方程（2.4）（4） 运动方程（2.5）由以上的数学模型可知道，异步电机的动态数学模型是

25、一个多变量、高阶、强耦合的非线性系统。多变量可以体现在异步电机是一个双输入双输出系统，非线性存在于电感矩阵L，以及旋转电动势、电磁转矩两个环节上。2.2 坐标变换由以上可知异步电动机的动态数学模型十分复杂，直接进行分析十分不便，而且在直接转矩控制系统中，我们是通过空间矢量的方式在静止的两相坐标系中对异步电机进行分析，所以我们通常将静止三相原始数学模型转化为两相静止坐标系下的数学模型，可以使分析和计算得到大大地简化。异步电机的定子绕组是静止的，因而只需要进行简单的静止坐标变换，即3/2 变换，由于转子绕组是旋转的，则需要进行旋转坐标变换，即2r/2s 变换。坐标变换的原则是功率不变，合成的磁动势

26、不变。2.2.1 三相两相静止坐标变换三相-两相变换，即3/2变换，见图2.1：图2-1 三相两相变换在图2.1中绘出了a、b、c和、两个坐标系，a轴与轴重合，三相绕组的匝数为N3，两相绕组的匝数为N2，各相磁动势为匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于各相上，根据合成磁动势一致的原则，两套绕组的磁动势在、轴上的投影应相等，由此可获得方程：写成矩阵形式可得：考虑变换前后功率不变，在此前提下，匝数比应为：由此可得从三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换关系矩阵为：（2.6）2.2.2 两相两相旋转坐标变换两相两相旋转坐标变换，即2r/2s 变换，见图2.2：图2.2 两相两相旋转坐标变换在图2.2中绘

27、出了d、q两相旋转坐标系和、两相静止坐标系，由于各项绕组匝数都相等，则可以消去磁动势的匝数，磁动势可以直接用电流来表示，磁动势空间矢量都沿着各相绕组轴线。d轴与轴的夹角为，由合成磁动势相等原则可知，id、iq和i、i在、轴上的投影应完全相等，则可获得矩阵方程：由此可获得两相旋转坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵为：（2.7）2.3 交流异步电动机在静止两相坐标系下的动态数学模型：三相静止坐标系下的异步电机数学模型，经过坐标变换后，可获得静止两相坐标系下的数学模型：（1） 电压方程 （2.8）其中p为微分算子，Ls、Lr为定转子绕组的自感，Lm为定转子绕组之间的互感，Rs为定子绕组内阻，Rr为转子

28、绕组内阻，wr为转子角速度，对于鼠笼式异步电机来说，由于转子侧是短路的，所以转子侧电压电流分量均为0。 （2） 磁链方程 （2.9）（3） 转矩方程（2） （2.10）(4) 运动方程 （2.11）将异步电机在两相静止坐标系下的动态数学模型与原始三相坐标系下的数学模型相比，显得简单许多，阶次也降低了，不过它的多变量、强耦合、非线性的性质仍然没有改变。2.4 本章小结本章对坐标变换原理进行了推导，基于坐标变换，将异步电机的数学模型从在三相静止坐标系变换到两相静止坐标系内，达到简化异步电机的数学模型的目的。第3章 直接转矩控制系统原理3.1 直接转矩控制系统结构框图根据直接转矩控制原理，在图3.1

29、中绘出了直接转矩控制系统结构框图转速调 节器转矩滞 环磁链滞 环电压矢量开关信号选 择逆变器异 步 电 机转矩模型磁链模型扇区判断图3.1 直接转矩控制系统结构原理图直接转矩控制系统是一个闭环控制系统，除了常见的转速闭环，还存在转矩闭环和磁链闭环。在给定转矩的后面设置转矩反馈闭环，它可以抑制磁链变化对转矩所造成的影响，在给定磁链的后面设置磁链反馈闭环，它可以抑制转矩变化对磁链所造成的影响，从而使得转矩与磁链子系统达到近似解耦的目的。对在异步电机定子侧采集的定子电压和定子电流信号，进行3s/2s变换后得到在、坐标系下的电压和电流，并引入转矩和磁链观测模块，观测出转矩反馈量和磁链的反馈量，以及定子

30、磁链角，分别于给定转矩和给定磁链进行比较，转矩偏差Te和磁链偏差s，经过转矩迟滞比较器和磁链迟滞比较器后得到转矩偏差信号TQ和磁链偏差信号Q，根据TQ、Q的值以及定子磁链所在的扇区n，来共同确定使用何种开关状态来控制变频器，从而选择合适的电压空间矢量来控制异步电动机。3.2 磁链控制闭环与转矩控制闭环3.2.1 磁链控制闭环磁链控制闭环主要包括磁链观测器，以及根据磁链观测器的输出值与给磁链进行比较，通过磁链滞环比较器，继而控制磁链的恒定，使异步电机获得较高的动静态性能。（1）磁链观测器直接转矩控制系统中一般使用的是定子磁链观测器。顾名思义，定子磁链观测器是指根据在电机中检测到的定子电压，定子电

31、流，转速等参数来对定子磁链进行观测，近似地观测出定子磁链的幅值与相位。定子磁链观测器一般有三种模型。其一，就是最简单、常见的u-i模型，其公式为： （3.1）由公式3.1可以画出u-i模型的结构框图，见图2.4：图3.2 磁链观测u-i模型由公式及图3.2可知，u-i模型结构十分简单，不需要复杂的电机参数，只需要知道定子电阻参数，而且定子电压以及定子电流也非常容易从定子中检测出来。但是纯积分磁链观测器有一个固有的且十分严重的缺点，那就是会出现积分漂移的问题，严重影响磁链观测的准确性，需通过使用低通滤波器来消除这方面的问题，这使得原本简单的u-i模型定子磁链观测器的结构变得复杂。而且定子电阻受温

32、度影响很大，只有当转速大于额定转速的30%，Us远大于is与Rs的乘积时，Rs引起的测量误差和积分漂移才会变得很小，这种情况下才能较为准确地观测出定子磁链。 其二，就是稍复杂的定子磁链i-n模型，其公式为： （3.2）由公式3.2可以画出i-n模型结构框图，见图3.3：图3.3 磁链观测模型i-n模型由图3.3以及公式3.2可知，定子磁链i-n模型的复杂程度比u-i模型高。i-n模型用定子电流以及转子角速度来观测定子磁链，定子电流容易精确测得，所以此模型的精度直接与转子转速的测量精度相关，当然也受到转子时间常数的影响。由于转速测量肯定存在着误差，而且转速高时，误差更大，因此i-n模型在高速时磁

33、链观测精度不如u-i模型，不过低速时观测精度比u-i模型高。其三，是较复杂的定子磁链u-n模型，其公式为： （3.3）由于u-i模型与i-n模型都有缺点，且互相弥补，能否将两种磁链观测方式综合起来呢？答案是肯定的，第三种磁链观测方式应运而生，那就是u-n模型，从上述公式可知，此模型较为复杂。它综合了上述两种观测模型，通过定子电压和转速来观测定子磁链，实现了在全速范围内都可以适用的观测模型。电机在低速时，定子磁链观测实际工作于i-n模型，在高速时，定子磁链观测器实际工作于u-i模型，它能够实现两种模型的平滑过渡。不过因为其公式以及结构都相当复杂，比较难以实现，目前实际使用仍较少。由于篇幅，u-n

34、模型的结构框图不在本论文中给出，有意者可以查阅相关参考书。定子磁链的幅值可由下列公式求得： （3.4）定子磁链的相位可由下列公式求得： （3.5）（2）磁链的控制与调节在直接转矩控制系统中，我们一般使用磁链滞环比较器，来调节磁链幅值，使之保持恒定。滞环比较器原理上实际是施密特触发器。磁链滞环比较器的结构图，见图3.4：图3.4 磁链滞环比较器磁链滞环比较器的容差为±e，其输入为给定磁链值与磁链反馈值的差值，其输出为磁链开关信号Q。根据滞环比较器的输出信号综合磁链所在扇区来选择合适的电压空间矢量，对定子磁链进行调节，使之能够保持恒定。当磁链差值大于等于+e时，Q输出值为1，表示实际磁链

35、值低于滞环比较器的下限，则需选择合适的电压空间矢量来增加定子磁链，直到当磁链差值小于等于时，Q输出为0，表示实际磁链值高于比较器的上限，则需选择合适的电压空间矢量来减小定子磁链，这样通过对定子磁链反复调节，使定子磁链轨迹逼近圆形。由于滞环比较器存在容差导致了实际值在一定的范围内脉动，此范围受容差宽度影响，容差宽度越小，脉动越小，但容差宽度受开关器件的开关频率的影响，不能设置过小。3.2.2 转矩控制闭环转矩控制闭环包括转矩观测器，以及根据给定转矩值与转矩观测器的输出值进行比较，通过转矩滞环比较器，从而调节转矩，实现直接控制转矩的目的。(1) 转矩观测器根据两相静止坐标系下的转矩公式： （3.6

36、）根据式3.6可以绘出转矩观测器的结构框图，见图3.5：图3.5 转矩观测器结构框图(2) 转矩的控制与调节在直接转矩控制系统中，对于转矩的调节，我们同样使用的是滞环比较器，转矩滞环比较器的结构图，见图3.6：图3.6 转矩滞环比较器转矩滞环比较器的作用就是调节转矩，实现对电磁转矩的直接控制。从图3.5中我们也可以看出它与图3.6之间的不同之处。如果仍采用图3.5中的方式，则转矩脉动会很大，这是我们不愿意看到的。所以在图3.6中，我们引入了零电压矢量，来减少转矩的脉动。其工作原理为，当转矩差值大于等于+e时，滞环比较器的输出TQ等于1，此时应选择合适的电压空间矢量来增大电磁转矩。当转矩差值在+

37、e与-e之间时，滞环比较器的输出TQ等于0，此时应选择零电压矢量。当转矩差值小于等于时，滞环比较器的输出TQ等于-1，则此时应选择合适的电压空间矢量来减少电磁转矩。3.3 逆变器在直接转矩控制系统中，我们采用的是三相电压型逆变器，下图为三相电压型逆变器的原理图，见图3.7：图3.7 三相电压型逆变器三相电压型逆变器共有3组，6个开关管，分别为这些开关管可以使用IGBT等全控型电力电子器件。特别定义开关函数：，则逆变器输出的全部电压空间矢量有八个，其中有六个非零电压空间矢量，与两个零电压空间矢量，分别为Ul(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)

38、与U0(000)、U7(111)。3.4电压空间矢量选择我们可以根据磁链偏差信号Q，转矩偏差信号TQ以及所处的扇区号来选择合适的电压空间矢量来控制和调节异步电动机。在三相静止坐标系a，b，c与两相静止坐标系、中绘出六个非零电压空间矢量，并且在两相静止坐标系、下对定子磁链进行扇区的划分，传统的划分方式是将a轴与轴重合，并且从a轴开始每隔60度划分一个扇区，共可以划分6个扇区。不过仔细分析时，会发现在此种划分方式下，对于同一扇区内的不同位置，同一电压空间矢量对磁链和转矩的增减效果会前后不一致，比如按传统方式划分时，U2空间电压矢量在S1扇区内对磁链幅值作用效果不一致，0度到30度时是减小磁链，而3

39、0度到60度则是增加磁链。为了解决这个问题，本论文采用另一种划分方式，以-30度轴与轴重合，作为起始，每隔60度划分一个扇区，共可以划分6个扇区，分别用S1,S2,S3,S4,S5,S6来表示。扇区划分如图3.8所示图3.8 扇区划分在此种划分方式下，对于同一扇区内的不同位置，同一电压空间矢量对磁链和转矩的增减效果是一致的。异步电动机的定子磁链按逆时针旋转，假设定子磁链位于S2扇区，当实际磁链幅值达到下限，即Q=1时，应选择非零电压空间矢量来增加磁链，此时可以分两种情况：（1） 实际电磁转矩达到下限，即TQ=1时，应增加电磁转矩，所以可以选择U2(010)来同时增加磁链幅值和电磁转矩。（2）

40、实际电磁转矩达到上限，即TQ=-1时，应减小电磁转矩，所以可以选择U4(100)来增加磁链幅值并减小电磁转矩。当实际磁链幅值达到上限，即Q=0时，应选择非零电压矢量来减小磁链，此时也可以分为两种情况：（1） 实际电磁转矩达到下限，即TQ=1时，应增加电磁转矩，所以可以选择U3(011)来减小磁链幅值并增加电磁转矩。（2） 实际电磁转矩达到上限，即TQ=-1时，应减小电磁转矩，所以可以选择U5(101)来减小磁链和电磁转矩的幅值。类似地，我们用同样的方法可以在S2,S3，S4，S5，S6扇区内选择合适的电压空间矢量，并且零电压矢量的使用应符合开关次数最小的原则，由此，我们可以获得一个最优的电压空

41、间矢量选择开关表，如下表3.1所示:表 3.1 电压矢量开关表 yQ TQ Sn1234561u 6 (110)u 2 (010)u3 (011)u1 (001)u 5 (101)u 4 (100)10u 7 (111)u 0 (000)u 7 (111)u 0 (000)u 7 (111)u 0 (000)-1u 5 (101)u 4 (100)u 6 (110)u 2 (010)u3 (011)u1 (001)1u 2 (010)u3 (011)u1 (001)u 5 (101)u 4 (100)u 6 (110)00u 0 (000)u 7 (111)u 0 (000)u 7 (111)

42、u 0 (000)u 7 (111)-1u1 (001)u 5 (101)u 4 (100)u 6 (110)u 2 (010)u3 (011)3.5扇区判断对磁链的计算不仅包括幅值，还包括相位角，使用相位角判断磁链所在的扇区，并将结果送到电压矢量选择（查表）模块。360°被划分成六个扇区S1,S2，S3，S4，S5，S6，每个扇区宽度为60º，本实验中所采用的扇区划分方法如下，即： 位于扇区六 位于扇区二 位于扇区一当时，若 位于扇区五 位于扇区四当时，若 位于扇区三或者可以用定子磁链角来表示：当-30°<<=30°时，处于扇区1当30&#

43、176;<<=90°时，处于扇区2当90°<<=150°时，处于扇区3当150°<<=210°时，处于扇区4当210°<<=270°时，处于扇区5当270°<<=330°时，处于扇区63.6 本章小结本章对直接转矩控制系统原理进行了系统地分析和推导，对各个模块进行了分析。第4章 空间矢量脉宽调制技术4.1 空间矢量脉宽调制原理与正六边形的磁链轨迹不同，近似圆形的磁链轨迹旧是以SVPWM控制技术来实现。SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个

44、开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，相邻的两个非零电压空间矢量和零电压空间矢量在时间上的不同组合，可以得到该扇区内的一组幅值相等相位不同的电压空间矢量。从一个电压空间矢量旋转到另一个电压空间矢量的过程中，应当使功率器件的开关次数最少，也就是说每次只有一个器件的开关状态发生变化。通过控制各个电压矢量的作用时间和不同电压空间矢量的给出顺序，使空间电压矢量运动轨迹接近圆形，就可以便电机的磁链轨迹逼近圆轨迹。三相电压型逆变电路如图4.1所示：图4.1 三相电压型逆变电路由于逆变器三相桥臂共有6个开关管，为了研究各相上下桥臂不同开关组

45、合时逆变器输出的空间电压矢量，特定义开关函数 Sx ( x = a、b、c) 为：则一共可以组成8个电压空间矢量，包括两个零电压矢量U0(000)、U7(111)和六个非零矢量Ul(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)。在对异步电机进行分析和控制时，我们均需要对三相进行分析和控制，可以引入Park矢量变换式： （4.1）假设Sx ( x= a、b、c)= (100)，有：求解上述方程可得：UaN=2Udc /3、UbN=-U dc/3、UcN=-Udc /3，则代入Park矢量变换式可得：按照此种计算方式，我们可以计算出各个状态下的空间电压矢

46、量，如下表4.1所示：表4.1 空间电压矢量SaSbSc矢量符号相电压电压空间矢量UaNUbNUcNUs000U00000100U4110U6010U2011U3001U1101U5111U70000(1)逆变器的六个工作电压状态给出了六个不同方向的电压空间矢量。它们以周期性的顺序出现，相邻的两个矢量之间相差60度。(2)电压空间矢量的幅值不变，都等于2/3Ud，因此六个电压空间矢量的顶点构成了正六边形的留个顶点。(3)依次沿逆时针方向旋转的六个电压空间矢量的顺序是：U4（100），U6（110），U2（010），U3（011），U1（001），U5（101）。(4)零电压矢量U0（000）,

47、U1（111）位于正六边的中心。八个基本电压空间矢量的位置与幅值如下图4.2所示：图4.2 电压空间的位置与幅值在每一个扇区中，选择相邻的两个电压矢量以及零矢量，按照伏秒平衡的原则来合成每个扇区内的任意期望电压空间矢量，即：（4.2）或者等效成下式：其中，Uref 为期望电压矢量；T为采样周期；Tx、Ty、T0分别为对应两个非零电压矢量Ux、Uy 和零电压矢量U0在一个采样周期内的作用时间；其中U0包括了U0和U7两个零矢量，矢量Uref在T时间内所产生的积分效果应与Ux、Uy、U0分别在时间Tx、Ty、T0内产生的积分效果总和相同。要使电压空间矢量的运动轨迹趋近于圆形，从而使磁链的轨迹接近于

48、圆形，可以利用上述的电压向量合成技术，在电压空间向量上，将设定的电压向量由U4(100)位置开始，每一次增加一个小增量，每一个小增量设定电压向量可以用该区中相邻的两个基本非零向量与零电压向量予以合成，如此所得到的设定电压向量就等效于一个在电压空间向量平面上平滑旋转的电压空间向量，从而达到电压空间向量脉宽调制的目的。4.2 期望电压空间矢量的获得要获得更多边形或是接近圆形的旋转磁场，就必须有更多的空间位置不同的电压空间矢量以供选择。我们可以用八个基本空间矢量合成其他多个矢量。按照空间矢量的平行四边形合成法则，用相邻的两个有效工作矢量来合成期望的输出矢量。本文采用一种基本的方法，在合成空间电压矢量

49、时，八个电压矢量的组合应遵循以下原则： (1)以降低开关频率，减小开关损耗为原则，从一种开关状态到另一种开关状态的切换应只有一个开关器件的状态发生改变。(2)以减小转矩脉动和谐波分量为原则，我们采用零矢量集中的实现方法。任一期望电压矢量应由与该电压矢量相邻的两个非零电压矢量和两个零电压矢量合成。三相电压给定所合成的电压向量旋转角速度为=2f，旋转一周所需的时间为 T =1/ f ；若载波频率是 fs ，则频率比为 R = f s / f 。这样将电压旋转平面等切割成R个小增量，即设定电压向量每次增量的角度是 ：g =今假设欲合成的电压向量Uref 在第区中第一个增量的位置，如图4.3所示，欲用

50、 U4、U6、U0 及 U7 合成，用平均值等效可得：U ref*Ts =U 4*T4 +U 6*T6 。图 4.3 电压空间向量在第区的合成与分解在两相静止参考坐标系（，）中，令 Uref 和 U4 间的夹角是，由此可得方程：（4.3）因为 |U 4 |=|U 6|=2Udc/3 ，所以可以得到各矢量的状态保持时间为： 式中 m 为SVPWM 调制系数（调制比）， m=|Uref|/Udc 。而零电压向量所分配的时间为：T7=T0=(Ts-T4-T6 ) /2 得到以 U4、U6、U7 及 U0 合成的 Uref 的时间后，接下来就是如何产生实际的脉宽调制波形。在SVPWM 调制方案中，零矢

51、量的选择是最具灵活性的，适当选择零矢量，可最大限度地减少开关次数，尽可能避免在负载电流较大的时刻的开关动作，最大限度地减少开关损耗。4.3 SVPWM调制算法通过以上 SVPWM 的法则推导分析可知要实现SVPWM信号的实时调制，首先需要知道参考电压矢量 Uref 所在的区间位置，然后利用所在扇区的相邻两电压矢量和适当的零矢量来合成参考电压矢量。电压矢量调制的控制指令是控制系统给出的矢量信号 Uref，它以某一角频率在空间逆时针旋转，当旋转到矢量图的某个600扇区中时，系统计算该区间所需的基本电压空间矢量，并以此矢量所对应的状态去驱动功率开关元件动作。当控制矢量在空间旋转 360°后，逆变器就能输出一个周期的正弦波电压。4.4 本章小结本章对空间矢量脉宽调制技术原理进行了细致的分析，了解了SVPWM波是如何调制出来的。第5章 基于SVPWM异步电机直接转矩控制系统5.1 基于 SVPWM 直接转矩控制系统基于SVPWM 的直接转矩控制系统结构图如下图5.1所示：速度PI调节器转矩PI调节器磁链PI调节器旋转坐标变换SVPWM调制模块逆变器异步电动机磁链角计算转矩观测模型