反激式变换器电路仿真建模与分析

1、常州大学毕业设计（论文）（2012 届）题 目 学 生学 院 专业班级校内指导教师 专业技术职务 校外指导老师 专业技术职务二。一二年六月反激式变换器电路仿真建模与分析摘 要：开关DC-DC变换器是一种典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的 次谐波、分岔与混沌等丰富的非线性现象。这些非线性现象严重影响开关DC-DC变换器的性能。因此，深入分析和研究开关 DC-DC变换器的分岔和混沌等非线性动力学现 象，对开关DC-DC变换器的设计、运行及控制都具有重要的指导意义。反激式变换器是一种隔离式开关变换器，该变换器利用变压器实现了输入与输出电 气隔离。变压器具有变压的功能有利于扩大变换器的输出设

2、备应用范围，也便于实现不同电压的多路输出或相同电压的多种输出。 运用变压器进行隔离使电源与负载两个直流 系统之间是绝缘的，即使输出短路也不会影响外部电源。本文利用PSIM电路仿真软件进行电路仿真，给出峰值电流控制反激式变换器和电压反馈控制反激式变换器各电路参 数变化时的时域波形和在输出电压-安匝和平面上的相轨图，并对输入电压和负载电阻 两个参数进行分析，从而确定其稳定工作时的参数区域。本文对反激式变换器进行建模和 PSIM电路仿真分析，了解到该变换器在不同电路 参数时的运行情况，有效地估计出该变换器处于稳定工作状态时的电路参数范围，有助于制作实际反激式变换器电路参数的合理选取。关键词：反激式变

3、换器；安匝和；峰值电流控制；电压反馈控制；稳定性；PSIM;仿真Simulation Modeling and Analysis of the fly back convertercircuitAbstract: Switching DC-DC converters are a type of strong nonlinear and time-varying dynamical systems with all kinds of nonlinear phenomena, such as subharmonic, bifurcation, and chaos. These phenomena

4、will seriously impact the work of the switching DC-DC converters. So, the deep analysis and study of these nonlinear dynamical phenomena have an important significance for design of switching DC-DC converter.Fly back converter is a special switching DC-DC converter, in which the transformer is emplo

5、yed to isolate the input from output. And the use of transformer in fly back converter is convenient to expand the output range and realize multi-output.In this paper, using the PSIM software, the simulation circuits of peak current mode(PCM) controlled fly back converter and voltage mode(VM) contro

6、lled fly back converter are built. Based on the simulation circuit and different circuit parameters, the operation of PCM controlled fly back converter is analysed and studied by time-domain waveforms and phase portraits in inductor current and total ampere-turns plane. Besides, the input voltage an

7、d load resistor are considered as two variables to depict the steady-state and unsteady-state region of the converter. The research results can help to choose reasonable circuit parameters in designing fly back converter circuit.Key works: Fly back converter; Total ampere-turns; Chaos; Peak current

8、mode control; Vtage mode control; Stability; PSIM; Simulation摘要L目次III1弓I言12开关DC-DC变换器及其控制技术简介22.1 开关DC-DC变换器 22.1.1 Buck 变换器22.1.2 Boost 变换器22.1.3 Buck-Boost 变换器32.1.4 反激式变换器32.2 开关DC-DC变换器控制技术 62.2.1 固定频率控制技术62.2.2 可变频率控制技术92.3 PSIM软件简介103反激式变换器的建模与仿真分析113.1 PCM控制反激式变换器的 PSIM建模 113.2 PCM控制反激式变换器的仿真

9、分析 123.3 VM控制反激式变换器的 PSIM建模 143.4 VM控制反激式变换器的仿真分析 144反激式变换器的稳定工作参数域仿真与分析 164.1 利用输入电压和负载确定稳定工作参数域 164.2 利用参考电流和负载确定稳定工作参数域 214.3 利用参考电流和输入电压来确定作参数域 245结论27参考文献28致谢301引言开关DC-DC变换器是一类典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的次谐 波、分岔和混沌等丰富的非线性现象1-15。非线性现象严重影响了开关 DC-DC变换器的 性能。因此，深入分析和研究开关 DC-DC变换器的非线性动力学行为，对开关 DC-DC 变换器的设计

10、和工程应用具有重要的理论意义和实用价值。开关电源因其工作效率高、体积小和重量轻等特点，在工业生产中得到了广泛的应 用。作为开关电源的核心部件，开关 DC-DC变换器已成为国内外热点研究对象。开关 DC-DC变换器由功率级和控制电路两部分组成。 从功率级的拓扑结构来看，开关DC-DC 变换器有三种基本类型：Buck变换器、Boost变换器和Buck-Boost变换器，分别实现变 换器的降压、升压和升降压16。止匕外，还有一些特殊用途的开关 DC-DC变换器，如反 激式变换器3, 16, 17。在开关变换器的应用早期，人们通过开环控制来控制变换器的工作，但是这种控制 方式存在一个明显的不足：在开关

11、变换器的输出电压发生较大变化时，开环控制无法及 时准确地对输出电压做出相应的调整。而且，当控制脉冲的占空比大于50%时，开关变换器就无法正常工作。为了解决这些问题，人们提出了闭环控制及其控制方法。控制电 路通过控制功率级开关器件的占空比来调节功率级的输出。按照占空比的实现方式，开 关DC-DC变换器的控制方法可分为固定频率控制和可变频率控制。固定频率控制，即 传统的脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)技术，主要有电压型控制3, 11-15, 20和电流 型控制1,2, 4-8, 200可变频控制，包括恒定导通时间控制9, 10,、恒定关断时间控制18, 19和 滞

12、环控制18, 19。PSIM软件是一款专门针对开关变换器和电动机驱动开发的仿真软件，具有搭建仿 真电路简单，分析仿真波形方便的特点，是研究分析开关变换器的有效工具。反激式变换器常被用作AC-DC变换中的功率因素校正器16, 17,而反激式变换器工 作在DC-DC方式下的研究较少，本文将利用 PSIM仿真软件，分别搭建电流和电压反 馈控制20反激式变换器工作在DC-DC方式下的仿真电路，通过电路仿真分析不同控制 方式和不同电路参数对反激式变换器工作在DC-DC方式下的影响，并分析比较两种控制方法的特点，给出相应控制方法下反激式变换器稳定工作的参数域。2开关DC-DC变换器及其控制技术简介2.1

13、开关DC-DC变换器开关DC-DC（直流一直流）变换器又称斩波器，其功能是将不稳定的直流电压变换成 所需的各种稳定的直流电压。2.1.1 Buck变换器Buck变换器即降压变换器是最基本的开关 DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.1所 示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C和负载电阻R 组成的二阶功率变换器电路。图2.1 Buck变换器原理图工作原理：Buck电路一一降压斩波器，其输出平均电压Vo小于输入电压E,极性相同。当开关管S导通时，电感电流1l如图所示方向流过电感线圈L,电流线性增加， 电能以磁场能量形式储存在电感线圈L。此时，对电容C充电，负载R上流过的电流

14、为I2, R两端的输出电压为V0,极性上正下负。由于开关管S导通，续流二极管D阳极接E负极, 续流二极管D承受反方向电压，呈现高阻态。2.1.2 Boost变换器图2.2 Boost变换器原理图0 + V - L1RBoost变换器即升压变换器是一种基本的开关 DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.2 所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C和负载电阻 R组成的二阶功率变换器电路。工作原理：Boost电路一一升压斩波器，其输出平均电压Vo大于输入电压 E,极性相同。且 Boost变换器又称为升压变换器、并联开关电路、三端开关型升压稳压 器。如图2.2所示由于线圈L中的磁

15、场将改变线圈L两端的电压极性，以保持电感电流 不变。这样线圈L磁能转化成电感电压与电源 Vs串联，以高于负载R两端电压向电容C、负载R供电。高于负载两端电压时，电容有充电电流；等于负载两端电压时，充电 电流为零；负载电压下降时，电容向负载 R放电，维持负载两端电压不变。2.1.3 Buck-Boost变换器图2.3 Buck-Boost变换器原理图Buck-Boost变换器即升压或降压变换器是一种基本的开关 DC-DC变换器，其电路 拓扑如图2.3所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C 和负载电阻R组成的二阶功率变换器电路。工作原理：Buck-Boost电路一一降压

16、或升压斩波器，其输出平均电压Vo大于或小于输入电压 E,极性相反，电感传输。且Buck-Boost变换器又称为降压-升压变换器、反号变换器。当开关S导通时，电流ii流过电感线圈L, L存储能量。当开关管 S断开时，电感电流有减小趋势，电感线圈产生自感电势反向，为下正上负，二极管 D 受正向偏压而导通，负载上有了输出电压V0,电容C充能存储，以备S转至导通时放点维持Vo不变。2.1.4 反激式变换器图2.4反激式变换器原理图电路组成：其主要电路由一个输入电压 E,受控切换S,失控的开关二极管D,电 容C,负载电阻R,和一个变压器组成的。工作原理：Flyback电路一一反激式变换器是一种隔离式开关

17、变换器，该变换器利 用变压器实现了输入与输出电气隔离。反激式功率变换器的电路原理图如图2.4所示。电路的工作过程是：当功率开关管 S 在控制器控制下导通时，有电流流过变压器原边电感，电流线性上升，图中变压器原边 电压为正，这时变压器次级的二极管反向偏置而截止，无电流，负载由先前被充电的输 出电容C供电。由于开关管S导通，初级有电流从零开始线性上升， 输人电源的电能转变为磁能(Lii/2),并储存在变压器原边电感中。当开关管 S截止时，图中变压器原边电压 变负，二极管正偏而导通，储存在变压器中的磁能转变为电能，一方面对输出电容C0充电，以电能的形式储存起来，同时还供给负载以电流。在这种电路中，只

18、要改变开关 管的开关频率、占空比以及初级和次级电感的圈数比，就可以对输出电压、电流和功率 进行控制和调节。应当强调的是，反激式变换器中的变压器，并非真正意义上的变压器，它的初级和 次级中的电流不在同一时刻出现。我们知道，作为变压器，初级和次级的电压、电流波 形应该完全一致；且磁芯中不存在直流分量；只需要很少的励磁电流就能将输入电能转 化成磁能，并传输到次级负载中。但是在反激式变换器电路中，初级和次级线圈中的电 流并非同时出现，而且都是单向的脉动电流，有很大的直流成分。所以，在反激式变换 器中，变压器的磁芯一定要开气隙。由以上分析知：图2.4中的变压器实际上只是两个耦合得很紧的、圈数分别为Ni、

19、N2的电感Li和L2,它们之间漏磁应当尽可能少。这种变压器在次级上产生的感应电压 和初级电感上的电压之间，满足匝比 Ni ： N2的正比例关系，除此之外，它和普通意义 上的变压器毫无共同之处。因此称它为变压器耦合变换器不如称它为电感耦合变换器更 恰当一些。反激式变换器所需外接的元件很少，动态范围大，在中小功率的电源中应用较多。 作为LED的驱动电源也很常用。它的输人电压可以是直流，也可以是交流市电通过整流 变为直流电压来为它供电。下面对反激式变换器中的电压、电流作一些定量分析。在功率开关管S及初级电感导通期间(t )有：Vin 由 Lig1 = Li k=Li k=M(1)：tt 。或者写作1

20、 iPVINti当开关管S截止、二极管D导通期间(t2),电感的反向电压使次级的二极管D导通，有:V2 = L2四2t1 2P2 不l2(3)2P一全L2(4)在ti期间，Li储存的磁能为LiliP2/ 2;在t2期间，L2储存的磁能为L2I2P2/ 2。如变压器 的效率为TT,则有：L212P7-2_ TL1112P(5)考虑到电感与线圈圈数的平方成正比，则 L1/ L2= (N1/ N2)2 ,于是有:i2P = t112P-=T 112PL21 2PN1N2nJ2(6)再者，负载中流过的直流电流I0应等于次级电流在一周期内的平均值，即1 2Pt2 _ V02TRl(8)引入整流器的效率

21、中V0I0_Vo(9)(10)1 IN11 ptonI 1pD2T(11)V= rV2类似地，可以求出输入电流的平均值则输入功率Pin = VinIin = VinIipD / 2,将式(11)代入得:PinDv in vin t1DVin2Li2f LSWU1(12)总效率以刀=TJTTR表小，则输入功率为:2(13)二 DVin2 fSWL1由以上诸式不难得到:t22 rL2(14)I0二 N1 L D 1 - d VnN22TswRl(15)(16)NMn DN2 1-D2.2开关DC-DC变换器控制技术开关变换器由功率级和控制电路组成。控制电路的功能是调节功率级开关管的导通 时间，使功

22、率级电路的输出保持恒定。 按照占空比的实现方式，开关变换器的控制方式 可分为固定频率控制和可变频率控制两种18, 1902.2.1 固定频率控制技术固定频率控制即开关周期固定不变，通过调整一个周期内开关导通时间来调节功率 级输出，即使传统的脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)技术，主要有电压反馈控 制(Voltage Mode Control, VM)和电流反馈控制(Current Mode Control, CM)。1 .电压反馈控制图2.4所示为电压型控制Buck变换器，图2.5为其对应的主要波形。从图2.4可以看出， 电压型控制方法是利用输出电压采样作为控制

23、环的输人信号，将该信号与基准电压Vref,进行比较，并将比较的结果放大生成误差电压 Ve。误差电压Ve与振荡器生成的锯齿波Vsaw 进行比较生成一脉宽与Ve大小成正比的方波，该方波经过锁存器和驱动电路(图中未画出 驱动电路)驱动开关管导通和关断，以实现开关变换器输出电压的调节。早期文献中 Duty Cycle Control(Duty Ratio Programmed Contr01)都是特指的电压型 控制。在电流型控制方法出现之后，才明确提出了 Voltage Mode Control的说法。电压型 控制方法只检测输出电压一个变量，因而只有一个控制环，所以设计和分析相对比较简 单。由于锯齿波

24、的幅值比较大，抗干扰能力比较强。其主要缺点是输入或输出的变化只 能在输出改变时才能检测到并反馈回来进行纠正，因此响应速度比较慢。由于电压型控 制对负载电流没有限制，因而需要额外的电路来限制输出电流。图2.4电压型控制电路图2.5电压型控制主要波形图电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起来就采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合， 至今任然在工业界很好的 被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法。优点：(1) PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量；(2)占空比调节不受限制；(3)对于多电路输出电源，他们之间的交

25、互调节效应较好；(4)单一反馈电压闭环设计，调试比较容易；(5)对输出负载的变化有较好的响应调节。 缺点：(1)对输出电压的变化动态响应较慢；(2)补偿网络设计本来就较复杂闭环增益随输入电压变化使其更为复杂；(3)输出lc滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将极 点低频衰减买或者增加一个零点进行补偿；(4)在传感及控制磁芯饱和故障方面较为麻烦复杂。2 .电流反馈控制电流型控制(Current Mode Contr01)又称为 Current Injection(或 Injected)Control或 Current Programmed Control, 1978年首次提出

26、。电流型控制同时引入电容电压和电感电 流2个状态变量作为控制变量，提高开关电源PWM控制策略的性能。由图2.阴口图2.7可以看出，电流型控制方法和电压型控制方法的主要区别在于：电流型控制方法用开关电 流波形代替电压型控制方法的锯齿波作为PWM比较器的一个输入信号。电流型控制方法的工作原理为：在每个周期开始时，时钟信号使锁存器复位开关管导通，开关电流由 初始值线性增大，检测电阻Rs上的电压Vs也线性增大，当V社曾大到误差电压Vs时，比较 器翻转，使锁存器输出低电平，开关管关断。直到下一个时钟脉冲到来开始一个新的周期。图2.6电流型设计电路图2.7电流型控制主要波形图由于电流型控制方法采用输出电流

27、前馈控制，相对于电压型控制方法有更快的负载 或输入瞬态响应速度，减小了输出电压的纹波；且由于其自身具有限流的功能，易于实 现变换器的过流保护，因而在多个电源并联时，更便于实现均流。但电流型控制方法在 占空比大于50%时要产生次谐波振荡，从而产生稳定性问题。这通常可在比较器输入端 使用一个补偿斜坡来消除。以上的电流型控制由于不能精确控制电流以及抗干扰性差等缺点，提出了平均电流型控制(Average Current Mode Control)。为了与平均电流型控制方法区别， 上文所述的控 制方法又称为峰值电流型控制(Peak Current Mode Control)。平均电流型控制方法的控制 电

28、路见图2.8,检测电流经电流积分器积分后与误差电压 Veffl减，其差值与锯齿波比较生 成控制脉宽驱动开关。平均电流型控制方法不但提高了电流的控制精度，而且抗干扰性 强，但是响应速度比峰值电流控制方法慢。电流模式控制的概念在流逝年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自己是反 击开关电源。在气势年代后期才从学术上作深入地建模研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。优点：(1)暂态闭环响应较快，对输入电压变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；(2)控制环易于设计；(3)输入电压的调整可与电压模式种植的输出电压前馈技术相媲美；(4)简单自动的磁通平

29、衡功能；(5)瞬时峰值电流限流功能，在内在固有的逐个脉冲限流功能6自动均流碧莲功能。缺点：(1)占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；(2)闭环响应不如平均电力模式控制理想；(3)容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%,也有发生高频次谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿；(4)对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，于控制电压变 成决定的电流平相比较，开关器件改变关断时刻，是系统进入次谐波振荡；(5)电路拓扑受限制；(6)对多路输出电源的交互调节性能不好。图2.8平均电流型控制图2.9电荷型控制电荷型控制方法(Charge Control)是能够

30、精确控制电流的另一种方法， 其电路如图2.9 所示。在开关S开通时电感电流对电容Ct进行充电，当电容电压达到误差电压以时比较 器翻转关断So直到下个周期时钟脉冲到来再次开启 So在S关断期间Ct将充电电荷完全 放掉。电荷型控制方法可以控制每个周期的电量，可以更快更有效地控制电流。但是它 不限制最大电感电流，并且对电流的瞬态变化响应速度慢，不能有效地保护开关管等功率器件2.2.2可变频率控制技术可变频率控制的开关控制周期随输入输出的变化而发生改变，具开关频率是可变 的，可分为：恒定导通时间控制，恒定关断时间控制和滞环控制。1 .恒定导通时间控制开关变换器的恒定导通时间(COT)控制是一种特殊的脉

31、频调制(pulse frequencymodulation, PFM)控制技术，COT控制开关变换器在每一个开关周期内具有恒定导通时 问Ton,通过控制开关管的导通时刻，实现开关变换器输出电压的调整。COT控制不需要PI调节器，具有结构简单，动态响应速度快、轻载效率高等优点而在工程实际中得到 广泛的重视和应用。图2.10 COT控制buck变换器 (a)电路图；(b)工作波形图2.10所示为COT控制buck变换器电路及其主要工作波形，COT控制器由比较器， 导通定时器(ON TIMER)和RS触发器构成。当buck变换器输出电压瞬时值v。低于参考 电压Vref时，比较器输出高电平，RS触发器

32、置位，开关管S导通,输出电压上升，导通定时 器决定开关管的导通时间Ton。开关管导通Ton时间后，导通定时器输出一个窄脉冲，使 RS触发器复位，开关管关断，输出电压下降；当输出电压下降到参考电压时，开关管再 次导通，进入下一个开关周期。因此，COT控制本质上是基于输出电压纹波谷值的控制 技术。2 .恒定关断时间控制开关DC-DC变换器的固定关断时间(FOT)控制也是一种变频(Variable Frequency, VF) 控制技术.与传统控制技术相比，如电流型控制、电压型控制，COT控制和FOT控制因其控制电路不需要误差放大器及其补偿环路，结构简单，容易实现，具有动态响应速度快、轻载效率高等优

33、点。FOT控制Buck变换器的电路原理图及其稳定工作时的时域波形如图 2.11所示.图 1(a)中虚线框外是Buck变换器拓扑结构的主电路，包括输入电压 E、开关管S、续流二 极管D、电感线圈L、输出电容C、输出电容ESR r和负载电阻R;虚线框内是FOT控 制电路，由比较器、关断定时器(Off Timer)和RS触发器构成。当Buck变换器输出电压瞬时值vo(t)到达参考电压Vref时，比较器输出高电平，RS触发器Q端输出电压VS为低电平，开关管S关断，Vo开始下降。开关管的关断时间由 关断定时器决定，当关断固定时间 Toff后，关断定时器输出一个窄脉冲，使 RS触发器 Q端VS为高电平，S

34、导通，Vo上升。当Vo上升到Vref时，S再次关断，进入下一个开关 控制周期。因此，FOT控制本质上是基于输出电压纹波的控制技术。图2.11 FOT控制Buck变换器(a)电路图；(b)稳定工作波形2.3 PSIM软件简介PSIM是专门为电力电子和电动机控制设计的一款仿真软件。它可以快速的仿真和便利地与用户接触，为电力电子，分析和数字控制和电动机驱动系统研究提供了强大的 仿真环境。PSIM和它的3个其它模型：电动机驱动模型，数字控制模型和联结模型。电动机 驱动模型已经在机器模型和为驱动系统研究的机械装备模型里建立起来了。数字控制模型为数字控制分析提供了离散的元素，例如：零状态监控，z-doma

35、in转换功能blocks,量子化blocks,数字滤波器。联结模型为共同仿真在 PSIM和Matlab / Simulink之间提 供了相互接触。PSIM仿真软件包括3个方面：电路示意性的程序PSIM, PSIM仿真器，波形形成 过程项目SIMVIEW。而一个电路在PSIM里表现为4个部分：电力电路，控制电路， 传感器和开关控制器。电力电路包括转换装置，谐振分支，变压器，连接感应器。 S域 和z域里的元器件和逻辑元器件和非线性元器件被用于控制电路。传感器测量电力、电 路、电压和电流，并把数值传于控制电路。门信号经常由控制电路产生并通过开关控制 器反馈到电力电路来控制开关。3反激式变换器的建模与

36、仿真分析在控制技术中，峰值电流（Peak Current Mode, PCM才空制及电压（Voltage Mode, VM） 反馈控制都是一种常用的控制方法。本章将通过搭建PCM控制和VM控制反激式变换器PSIM仿真电路，通过仿真分析其工作情况和动力学特性，并给出其工作时典型的时 域波形图和相轨图。由于反激式变换器中变压器原副边的电流传导不是连续的， 故不能直接采用原副边 的电流作为研究反激式变换器的电路变量，在此，引入安匝和 网作为研究反激式变换器 的一个电路变量。考虑到变压器原副边匝数比为 Ni：N2 = 3:2,从而得出安匝和p的表达 式是：P（t 户 Mi1（t）+N2i2（t）（17

37、）3.1 PCM控制反激式变换器的 PSIM建模PCM控制反激式变换器的PSIM电路仿真建模步骤如下：1）用PSIM软件建立一个新的电路模型，命名为 PCM-Fly back;2）在PSIM中打开电源模块组，复制一个电源模块 E到PCM-Fly back中，暂 设定电压值为8.9V。3）打开电力电子模块及元器件模块组，分别复制受控切换，失控的开关二极 管D,电容C,负载电阻R,和一个变压器到PCM-Fly back电路图中，对各元器件进 行连接，从而得出如图3.1所示。4）设定变压器的参数是初级绕组的电感 Li,且原来初级和次级线圈的比例 Ni : N2,电容C的值为470 pF,输入电压为E

38、 = 8.9 V,负载R为1 Q,且参考电流Iref定为 1.2 A,考虑到变压器原副边匝数比为 N1：N2= 3:2,所以引入的安匝和p= 3 i1 + 2 i2。5）所有组件都被假定为理想。开关是由峰值电流控制的。我们通过采样电阻 把原边电流采集下来，所得信号I1送入比较器。与参考电流值Iref进行比较，当开关导 通时，电感电流上升，达到峰值（有参考电流控制）；这时比较器输出信号，使开关关 断，电感电流下降。下一个开关周期，开关再次导通如此进行周期性变化。我们用频率 为10kHz来调制电感电流，一般情况下开关周期内电感电流峰值的包络线波动很小时， 电感电流峰值与平均值很接近。 但这意味着电

39、感电流上升坡度平缓，要求电感大。由开关的门极信号控制电感电流的高频调制。这种控制方法中，开关频率是恒定的。10k图3.1电流峰值控制反激式变换器3.2 PCM控制反激式变换器的仿真分析在不同的电路参数下，采用 PCM控制反激式变换器的PSIM仿真电路，本节通过 时域波形和相轨图研究分析了 PCM控制反激式变换器的周期1,周期2,及混沌状态。不同电路参数下，周期1状态，周期2状态，及混沌状态的时域波形图和相轨图如周期1状态：当电容值C = 470 pF,输入电压E = 18 V,负载R = 1 Q,参考电流 Iref = 1,2 A时，反激式变换器工作在 CCM模式周期1状态，其时域波形图和相轨

40、图如 图3,2所示。(a)(b)图3.2 周期1状态的仿真图(a)时域波形；(b)相轨图由仿真可以得出，PCM控制反激式变换器可在较宽输入电压范围工作，且均工作 在CCM模式。周期2状态：当电容值C = 470 pF,输入电压为E = 18 V,负载R = 24 Q,且参考 电流Iref = 1.2 Ao我们得出一个DCM的周期2的时域波形图和相轨图。如图3,3所示:(a)（b）（a）时域波形；（b）相轨图图3.3 周期2状态的仿真图混沌状态1:当参考电流Iref = 2 A,电容值C = 470 pF,输入电压E = 11 V,负载R20 Qo我们得出一个混沌的时域波形图和相轨图。如图 3,

41、4所示：(a)Vo/V(b)图3.4 混沌状态1的仿真图（a）时域波形；（b）相轨图混沌状态2:当参考电流Iref = 2 A,取电容值C = 470 pF,输入电压E = 11 V,负 载R = 15 Qo我们得出另一个混沌的时域波形图和相轨图。如图 3,5所示：(a)0.07.0NA 3.511.712.012.3Vo/V(b)图3.5混沌状态2的仿真图（a）时域波形;（b）相轨图3.3 VM控制反激式变换器的PSIM建模VM控制反激式变换器PSIM电路仿真建模步骤如下：1）用PSIM软件建立一个新的电路模型，命名为 VM-Flyback;2）在PSIM中打开电源模块组，复制一个电源模块E

42、到VM-Flyback中，暂设 定电压值为5V。3）打开电力电子模块及元器件模块组，分别复制受控切换，失控的开关二极 管D,电容C,负载电阻R,和一个变压器到VM-Flyback电路图中，对各元器件进行 连接，且控制回路由一个比较器和一个误差放大器组成。从而得出如图3.6所示。4）设定变压器的参数是初级绕组的电感为 L1,且原来初级和次级线圈的比例 Ni: N2 = 3: 2,电容C的值为470 pF,输入电压E = 5 V ,负载R = 5 Q,且参考电压 Vref 定为 7 V。5）工作原理为：输出电压 Vo与参考电压Vref的误差经由放大系数为k的误差 放大器放大，得到控制信号Ve与锯齿

43、波信号Vramp比较来控制开关管。当Ve Vramp时, 开关导通，二极管D截止，原边电流il上升，副边电流i2 = 0；而当Ve 8.9 V的状态, 研究其在稳定工作状态下变压器的具体工作周期。我们取E = 9 V、10 V、11 V、12 V一直到E = 40 V。因为实际中电压不会太大，电子电压一般在几十伏工作，所以我们把 输入电压最高定为36 V。我们一步步仿真分析得出：(1) 当8.9 V惹 11 V时，变换器为不连续导通的周期 2的状态下工作。(2) 当11V E 12 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。(3) 当12 V E 18 V时，变换器为不连续导通的周期 2

44、的状态下工作。(4) 当18 V E 30 V时，变换器为连续导通的周期1的状态下工作。(5) 当30 V E 8.9 V时，变换器为稳定的工作状态。以上研究我们仅仅是确定了参考电流和负载去变化输入电压，现在引入一个新的问 题：如果负载产生变化，输入电压的稳定工作区间是否也会发生改变？对此我们进行进 一步研究分析。参数2:当负载R=50Q,参考电流不变，用同样的方法进行仿真分析。就以上研究,(a)(b)图4.3 DCM周期1状态的仿真图(a)时域波形；(b)相轨图(R = 501面=1,2 A, E = 60 V)当E = 7.5 V时，变换器出现失控状态。而取 E = 7,6 V却是不连续导

45、通的周期2的 状态，所以我们大致确定此参数下当输入电压大于7.6 V的时候变换器为稳定工作状态。其稳定工作状态下的具体工作周期情况如下：(1) 当7,6 V E 9 V时，变换器为不连续导通的周期 2的状态下工作。(2)当9 V E 13 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。(3) 当13 V E 21 V时，变换器为不连续导通的周期 2的状态下工作。(4) 当21 V 8V时，变换器为稳定的工作状态。参数3:当取负载R =80。时，用同样的方法进行仿真分析，当 E=7,1 V时，变换 器出现失控状态。而取E = 7,2 V却是不连续导通的周期2的状态，所以我们大致确定此 参数下当

46、输入电压大于7.2 V的时候变换器为稳定工作状态。如图 4,4所示：(a)(b)图4.3 DCM周期1状态的仿真图(a)时域波形；(b)相轨图(R = 801面=1,2 A, E = 8 V)反激式变换器在这组参数下，稳定工作状态下的具体工作周期情况如下：(1)当7,6 V E 7,9 V时，变换器为不连续导通的周期 2的状态下工作。(2)当7,9 V E 13 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。(3)当13 V E 18 V时，变换器为不连续导通的周期 2的状态下工作。(4)当18 V E 36 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。参数4:当取R = 100。时，用

47、同样的方法进行仿真分析，当 E取到8 V的时候工 作状态出现失控，而取E = 8,1 V却是不连续导通的周期1的状态，所以我们大致可以 得出其稳定工作状态大致为8,1 V E 36 V。且经过进一步仿真分析得出具体工作周期 情况如下：(1) 当8,1 V E 13 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。(2)当13 V E 17 V时，变换器为不连续导通的周期 2的状态下工作。(3) 当17 V E 36 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。参数5:当负载R = 120。时，用同样的方法进行仿真分析，当 E取至U7.3 V的时 候工作状态出现失控，而取 E = 7.4 V

48、时却是不连续导通的周期1的状态，所以我们大 致可以得出其稳定工作状态大致为 7.4 V E 6 Vo且经过进一步仿真分析得出具体工 作周期情况如下：(1) 当7.4 V E 13 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。(2)当13 V E 17 V时，变换器为不连续导通的周期 2的状态下工作。(3) 当17 V E 36 V时，变换器为不连续导通的周期 1的状态下工作。参数6:因为之前的研究负载R都是向大的取值，稳定的区间一般在 E 8 V、E 9V的范围，且不出现连续导通的工作状态。这次向小的方向取值，当取 R = 12 Q,用 同样的方法进行仿真分析，发现当 E取到10.4 V的

49、时候工作状态就出现了失控状态， 而取E = 10.5 V时却是连续导通的周期2的工作状态，且向大的方向取信工作一直是稳 定状态。所以我们大致可以得出其稳定工作状态大致为10.5 V E 36 V。且经过进一步仿真分析得出在10.5 V E 86 V是工作状态都是CCM及连续导通的状态，如图4.4、 图4.5、所示：(a)图4.4 CCM周期2状态的仿真图(a)时域波形;vo/v(a)(b)(b)相轨图(R = 12 Q, I ref = 1.2 A, E = 11 V)(b)图4.5 CCM周期1状态的仿真图(a)时域波形;(b)相轨图(R = 12 Q, Iref = 1.2 A, E = 60 V)反激式变换器在这组参数下，稳定工作状态下的具体工作周期情况如下:(1) 当10.5 V E 13 V时，变换器为连续导通的周期 2的状态