突发模式接收机理论及其在多路接入网络中的应用

1、突发模式接收机理论和在光纤多路接入网络中的应用摘要：在这篇论文中介绍了最新发展的光突发模式接收机统一的标准。基于这个理论，从理论上和实验两方面分析了接收机的性能。理论可以很好的与实验相吻合。这个理论可以在数量上解释突发模式接收机的纠错码率性能。这篇论文同时也介绍了突发模式接收机几个潜在的应用包括掺铒的光纤放大器（EDFA）跨海光纤连接和各种高速全光纤多路接入数据包网络。.简介下一代的光纤网络可能需要快速的数据包交换（e.g.ATM）来支持多媒体的应用，并且可得到特高的传输速度。当比特率超过了电子处理的速度，这样就要求降低每个节点再生电子处理的数量。近来光纤技术的进步促使了研究人员预想未来的全光

2、纤网络能够支持多址和非常高的比特率。在这些多址的全光纤网络中，任意的一个节点可以设计时隙来发送一个数据包到另一个节点。全光纤多址网络的一个非常重要的特征是它不同于传统的点到点的连接，由于传输波长的变化产生的光纤衰减和色散致使从一个数据包到另一个数据包的幅度和相位有很大的区别。在两个突发的数据的幅度和相位的变化超过20db和360摄氏度。传统的接收机不适用于突发模式的操作，因为它们不能够瞬间的处理在光纤能量和相位队列有很大区别的数据包。因此必须设计一个接收机能够处理基于数据包到数据包的在光纤能量和相位队列又很大区别的变化。这种类型的接收机就是突发模式接收机。突发模式接收机第一次由Ota和Swar

3、tz用于高速光数据传输。通过使用数据流中的头几个比特来决定突发时序的检测阈值，并且实现了dc耦合突发模式光接收机的自动控制阈值电路。在比特率为900Mbs/s，动态范围23db时，接收机的敏感度为37.5dbmBER。 3中在连续性和突发模式方面阐述了一种特别高速的PIN HBT集成电路的光接收机。在连续模式下，2.5和5Gb/s各自测试的敏感度为21.5和18.6dbm，观察到能量损耗为1.5db,但没有解释原因。突发模式接收机BER性能的降低有两个内在的原因。第一个原因是随机高斯噪声，它总存在接收机中影响判决门限和引入了敏感度损失。这个问题首先由Eldring提出4，并计算出在阈值设置的过

4、程中由于高斯噪声引起的BER损耗。在5中提供了更加精确的的理论模型。第二个影响来自于接收机的可适应阈值检测电路的有限充放电时间。在这篇论文中我们提供一个统一标准构架用来研究两个影响之间的关系。结果显示当放电时间有限时BER损耗相对于独立头序列的长度。当放电的时间无限时，结果与之有很大的区别。使用再生或非再生数据包传输时，突发模式接收机非常适用于光纤多址网络应用。例如：接收机可使用于无源光网络(PON)使用时分多址（TDMA）的树拓扑，光纤总线网络，WDMA光纤星网络，多通道并行光数据链路，海底/长距离EDFA传输系统的监督系统等等。对于所有的应用，对突发模式接收机的要求如下所示：1) 大的动态

5、范围适应网络的灵活性；2) 快速的反应时间来改进短数据包或突发数据的检测;3) 使改进网络的适应性简单化和有效化。这篇论文可以分为两个部分。在第一个部分，我们提出了一个统一标准的构架来解释各种不同的突发接收机的BER的性能。结果通过分析和试验两个方面进行比较。这个理论能够更好的理解突发模式接收机的BER性能，并且能够解释原始的BER损耗。它同样预见下一代突发模式接收机的设计的可能性。在第二部分，我们讨论了突发模式接收机在光纤多址数据包网络的几个应用。第一个应用是EDFA海底传输光链路的督察系统。第二，我们讨论了突发模式接收机在不同拓扑的高速全光纤多址数据包网络中的作用，显示突发模式接收机非常适

6、用于所有类型的全光纤多址数据包网络。突发模式接收机理论A 传统VS突发模式接收机在这一部分，我们将阐述突发模式接收机的一个理论。首先，我们解释什么是突发模式数据和传统接收机与突发模式接收机的不同之处。一般来说，在数字通信系统中有三种类型的信号格式如图1。图1（a）模式1是已知道的连续数据。一个二进制序列已1和0绝对平衡的方式连续的发送，两个逻辑变换之间的间隔是严格限制的。例如4B5B或mBnB码一般用于点到点的数据链路。图1（b）模式2是突发模式的数据，它0和1的比率和逻辑变换的间隔是不受限制的。在相同的逻辑模型中序列有相同的幅度。一个好的例子计算机使用的RS232接口的点到点低速数据链路。图

7、1（c）模式3，信号的幅度随着数据包到数据包而变化，防护时间（guard time）用于不同的数据包之间。这种类型的模式出现在多址网络的数据包中例如以太网。这种数据的格式可参考突发和包模式数据见参考文献7。我们简称其为数据包。突发接收器的一个工作是准确且迅速的恢复模式2和模式3。传统的接收机使用ac耦合。Ac耦合电路可以为接收机提供高的敏感度。但是，因为电容的充放电的时间与ac耦合信号的路径有关，接收的数据的平均幅度不允许随时间快速的变化，因此传统的接收机只适用于连续模式数据的接收。图1数字通信的三种数据格式的例子(a)模式1：连续数据模式（b）模式2：突发模式数据（c）模式3：突发和包模式数

8、据表格1 传统和突发模式接收机的比较突发模式接收机的操作与传统接收机非常不同。主要的不同之处在于突发模式接收机是dc耦合和接收机电路必须在很短的时间内适应接收的数据的幅度。第二突发模式接收机时钟和相位的恢复必须快速的执行。（一般在数据包传输时间的很小的一部分）表1总结了两种接收机的不同之处。B.不同类型的突发模式接收机突发模式接收机可按照它们的结构分为两种类型：1）后反馈类型1和2)前反馈类型4。这两种类型的例子如图2所示。类型1用一个差分输入/输出传输阻抗放大器与峰值检测电路组成反馈环。峰值检测电路决定了输入信号的瞬太检测阈值。前放的输出是dc耦合到差分后放进行进一步的放大。在这个模式中，信

9、号幅度的恢复在前放中实现。第二种类型接收机使用传统的dc耦合前置放大器。接收的信号首先由前置放大器放大，接着分成两个分支。来自于前置放大器输出的第一个分支是dc耦合到差分放大器。第二个分支前反馈到峰值检测电路来提取接收包的幅度信息。峰值检测器的输出，合适的阈值基准的设置适应于前面的差分放大器。在差分放大器的输出中恢复的幅度数据包准备进行进一步的处理。图2光突发模式接收机的两种操作类型(a)后反馈类型的突发模式接收机。（b）前反馈类型的突发模式接收机。（c）一个峰值检测电路必须注意的是这篇论文中现有的分析是独立于突发模式接收机的结构的，例如类型1和类型2同样适用。考虑到硬件实现第一种操作比第二种

10、更稳定，因为后反馈环使接收机工作更可靠，但需要一个输入/输出前置放大器。在第二种类型中，可以在接收机中使用传统的dc耦合前置放大器，但是电路需要仔细的设计来防止接收器摆动。在文献中，突发模式接收机是按照阈值的设置来分类的。第一种类型是接收机的阈值完全由信头决定且数据保持不变4,5。第二种类型的接收机阈值是由输入信号决定的1-3。在这篇论文中，我们只用两个参数为所有突发模式接收机的BER性能特性提供了一个统一标准的构架，这两个参数是上升时间恒量和检测电路适应性阈值的维持时间恒量。第一种类型的上升时间恒量是有限的，保持时间恒量是无限的，然而第二种类型1-3有一个小的上升时间恒量但是有限的保持时间恒

11、量。这两种类型都认为是统一标准构架的特殊情况。C.恢复幅度一般，突发模式接收机的BER性能受适应阈值控制电路和时钟恢复电路的影响。首先我们讨论幅度恢复过程中适应阈值控制电路的影响。对于传统接收机，BER是：Pe=P(0)P（1/0）+P(1)P(0/1) (1)图3 突发模式接收机阈值变量这里P(0)和P(1)各自代表逻辑0和逻辑1的概率，P（1/0）是当0传输时1的概率，P（0/1）是1传输时0的概率。P(0/1)和P(1/0)由幅度阈值设置决定，通常是按照稳态信号幅度和噪声统计来设置固定的最佳基准。（见例8）。稳态的幅度阈值由一段时间集成的信号决定。在多址网络中使用突发模式接收机，接收机的

12、BER性能应该接近连接在两个节点之间的传统接收机已经达到稳态时的性能。但是，由于接收机的噪声和适应阈值控制电路有限上升/保持时间常量使得检测阈值基准不是恒量，但是它按照输入数据模式围绕理想阈值上下波动（图3所示），这样引起BER性能下降。因为接收机性能倚赖它的阈值检测，为了与传统接收机的BER相区别，我们定义突发模式接收机的BER为：Pe=P(0)Peo+P(1)Pe1 (2)P(0),P(1)是0和1出现在数据模式中的概率，Peo和Pe1是由突发模式接收机中1和0引起的错误概率。1) 从前量字节中提取阈值：突发模式接收机和传统接收机最主要不同是突发模式接收机阈值检测必须在很短的时间内适应输入

13、数据。然而阈值容易受噪声的影响而变坏。假设接收信号受附加高斯白噪声(AWGN)影响而变坏。由适应阈值检测电路决定的瞬时阈值（以随机变量r表示）是高斯分布。我们定义此变量为噪声恶化阈值（NCT）。如果l前量字节比率用于决定阈值，NCT概率密度函数r是： （3）Vth 表示NCT决定l前量字节值，表示 1字节平均rms噪声 参考4提供了一个模型可以只使用阈值检测的前量字节来评估接收机的BER性能。据讨论可得合适的选择峰值检测器的上升时间恒量，使得对应于前量字节的充电时间成为可能。通过计算显示，相对于传统的接收机，当阈值决定用1，4，8字节时，相对应SNR损耗是3，0.94和0.5db。显然大的上升

14、时间和达到高斯白噪声平均数的大量的前量字节会使接收机具有更好的性能。使用权重因数，5通过一个集成检测器，扩大信号对高斯噪声依赖性的分析和一个峰值检测器的阈值检测来提供一个更加完整的用于恢复噪声恶化幅度的模型。结果显示检测阈值的分布是一个不对称函数。这两种模型都可以用于评估阈值全部由前量字节决定的接收机的性能。 在许多应用中，对于网络中传输的数据包的简便的幅度和时钟恢复，前量数据格式不总是1，有时可能像这样101010（例如以太网）。因此峰值检测器的保持时间恒量通常很大而且阈值衰减很小，由45提供的模型在这些情况下仍然有效。2）上升和保持时间恒量的考虑：也有其它类型的如发模式接收机1-3，它们的

15、检测阈值是随着输入信号而变化的。在这一段中，我们考虑在阈值的设置中峰值检测器的上升和保持时间恒量的影响。有一种表达是瞬时和字节平均阈值为上升时间和保持时间恒量的函数。 对于这些使用适应阈值决定的突发模式接收机（图3），在数据域检测阈值可以由马尔可夫过程表达： （4）Vthm,t是时间t在mth字节间隔的阈值，t是参照每个位间隔开始时间测量的，例如0tT,T是位间隔，a(m)是mth字节的数据模型（0和1），Vc是由传统接收机接收信号最佳门限，和是图2所示的峰值检测电路的上升和保持时间恒量。为了简单化我们认为逻辑0为数值0。在图2，我们定义峰植检测电路上升参数和衰减参数K为 （5）我们计算数据包

16、的mth字节的平均阈植。假定数据模型为1，则可以这样表示=Vthm-1,T/Vc和Vthm-l.T是先前字节的阈植。需要注意的是依赖输入数据的模式。如果数据模式为0，考虑字节的瞬时阈植依赖于输入数据前面的字节的连续0的数目，因为阈值将会从先前的V(0)衰减到一个更小的值。那样接收机信号与噪声的比率(SNR)会减小而且将会引入能量损耗。假定一长串的连续的0出现在输入信号。Jth连续0字节的平均阈值Vth由下面的等式给出：V（0）是在开始出现一长串连续0之前初始的阈值。假定数据包开头部分的初始阈值为0。在出现l字节的连续的1后，阈值为：l是连续1字节的数目，当l足够大时可以达到，我们定义稳态差错为

17、：这样，我们可以得到下面的关系：在序列分析时，的变化范围为2来提供在和l之间变换的格式。从上面的等式，我们可以评估突发模式接收机BER性能，这将在下一章中描述。D.突发模式接收机的统一标准模式我们为分析突发模式接收机的BER性能而描述一种统一标准的模式。我们考虑两种二进制基带数据：编码数据（mBnB线编码）和非编码数据（伪随机信号）。对于编码数据，二进制序列1和0的比率近似平衡，且连续模型的最大长度是严格限制的。对于非编码数据，最大的长度由伪随机码发生器决定。对于伪随机输入信号的长度N=-1,N是伪随机数字序列的长度（PRNS）,与N相关的包含在I-连续的0 字串中0字节的比率是。经过一些数学

18、处理后，平均的BER可以由下列的阿登时描述：这里对于传统接收机是最佳的SNR，是依赖输入数据模式，数据流中k连续0的概率。对于编码数据，一般习惯用两个线性码4B5B和5B6B数据格式进行分析。对于典型的4B5B或5B6B编码数据格式（例如由AMD提供的Am7968IC），对连续0的统计分布可由仿真取得，结果见表格。图4. 突发模式接收机BER性能的仿真图表编码数据的BER:如果我们假设接收机的K=0，BER性能独立于输入数据格式。在这种情况下，我们的模型集合见4，它可由下面的等式给出：E. 突发模式接收机的误差性能为了论证上面表述的理论上的模型，接收机性能可由计算机执行仿真。仿真见图表4。首先

19、产生一个统一分布PRNS，接着直接（对于非编码数据）或通过一个4B5B/5B6B编码器进入传输通道。高斯噪声增加或由接收机检测。从接收的突发模式信号的波形，我们可以使用（3）和与（4）有关的马尔可夫决定噪声恶化阈值。我们在每一个抽样间隔决定增加的噪声PRNS的字节值。通过输出序列与原始输入的比较，我们可以简单取得接收机的BER。通过变化峰值检测电路的K或，可以取得接收机关于不同K或的BER。在仿真中，我们首先评估接收机不同的K的BER性能。设置为0.978。对应于使用四前量字节的设置阈值，K设置为0。结果（Kvs）如图5所示。我们比较仿真结果，在相同的SNR Qc=6（对应传统接收机的BER为

20、）前提下，不同数据格式的理论结果。理论曲线与仿真结果十分吻合。结果显示大的K会很严重的降低BER性能。这个结果在6中已经描述过。图5 当0.98非编码BER和编码数据vs衰减参数K。仿真和理论结果分别以离散点和实线表示，Qc=6图6.当K=0.05和Qc=6时BERvs。仿真和理论结果分别以离散点和实线表示。接着，我们测试当K=0.05时不同接收机的BER。在图6中，我们可以看到非编码和编码数据的仿真结果和理论结果vs。通过比较，4的BER同样在途中显示。可以看到衰减的影响（由于K参数）对BER性能的影响值得考虑，更长的前量字节没有必要在超出4或5前量字节上作任何重大的改变。在论证了等式（12

21、）和（14）正确性后，我们可以用这些等式评估不同的K和不同的的接收机SNR损耗。可以对应于1，2，4和8前量字节选择值。但是，我们必须提醒的是这些比较只有在K=0时才有效。这里被提议的模型比4中更一般，当K不为0时覆盖了所有的情况。非编码NRZ和编码4B5B/5B6B的SNR损耗相对于衰减参数K的图形分别见见图7和图8，在BER为情况下。我们假设非编码随机长度为。图7 对于不同的非编码NRZ数据SNR损耗vs衰减参数K图8对于不同的4B5B/5B6B编码数据SNR损耗vs衰减参数K在图7，可以看到当K0.1,SNR损耗大多数独立于前量字节的数目。当K0.1时，接收机的性能依赖于K和前量字节的长

22、度。这是因为当K很大时，接收机的心腹能主要由瞬时阈值的阿衰减过程控制。不同K的情况下，编码数据4B5B和5B6B的仿真结果可从图8中看到。当出现平稳现象时K值大于非编码情况，这是因为编码数据连续0的长度更短。对于不同的k，接收机的SNR损耗VS（或前量字节）如图9所示。对于一个较小的K（例如对于非编码数据K=0.01），我们的模型将比较吻合4。但是，K很大时，将会有很大的区别。这是因为4中没有考虑接收机性能的衰减影响。对于这样的结果可以得出结论通过一个比较小的可以得到关于前量字节4的阈值的一个比较好的结果，这并不暗示当K不为0时，一个比较小的总会产生更好的接收机性能。图9 对于不同的K非编码N

23、RZ数据SNR损耗vs（或L的前量字节）图10 对于不同的K编码数据数据4B5B/5B6B的SNR损耗vs（或L的前量字节）F.考虑突发模式接收机的消光系数在上面的分析中，我们评估了突发模式接收机的BER性能，但是来自于光网络的非调制光能量积累的CW光能量（或消光系数）引起的系统恶化没有考虑。在这一节，我们评估由于有限的消光系数引起的BER恶化。存在有限的消光系数是因为在总线或星型全光纤网络中，所有的发射机有一些剩余的CW光能量耦合到光纤甚至当它们不传输时也会发生。这个影响是由于网络中光传输机操作的内在特性引起的。通常，对于一个光传输机为了缩减激光二极管打开的延迟时间，光源的偏置电流设置在阈值

24、之上。因此，一个小的但是非0的dc光能量被耦合到光纤中即使发射机处于关闭的状态。对于一个dc耦合突发模式接收机，来自于不同节点的所有的残余的CW能量在光纤中累积，这样会严重的降低接收机的性能。总之，网络中存在更多的节点会降低更多的消光因素。消光因素的定义：，可以容易的看到消光因素按照输入的幅度随一个数据包到另一个数据包而变化。在最坏的情况下，当输入最小时（相应最好的接收机敏感度），最大。在这种情况下，接收机信号到噪声比率Qm,r为：这里我们考虑存在消光因素时K对接收机性能的影响。应该注意的是我们仅仅考虑接收机的最坏情况，关于这个问题一个好的建议可以在5中找到。但是5中忽略了K的影响。为了缩减由

25、于消光因素引起的能量损耗，9中给出了一个好的解决方法。通过在接收机中使用一个深度补偿的子电路，由于网络中背景光的作用电路可以自动的测量和提取出信号，这样接收机就可以得到较好的消光因素。G网络容量损耗为了增加网络的传输效率，非常希望能够减小数据总线中两个数据包之间的间隙时间。通过上面的讨论，我们认识到适应阈值控制电路的小的保持时间常量可以减小间隙时间但是降低了接收机的BER性能。因此，在时间常量和网络传输效率之间有一个折衷。图11. 最坏情况的突发模式接收机阈值转移图11显示了分别在节点I和节点j的数据包转移到节点k。阈值转移的最坏情况是当第一个包有最大的接收功率和第二个包的功率最小时，这种情况

26、要求最大的放电时间来使适应阈值控制电路重新建立新的阈值基准。最大的放电时间与最大和最小的电压幅度和的输入数据有关，见下面的等式：这样，两个包之间的间隙时间为：T是字节间隔，K是接收机的衰减参数，是接收机的动态范围。我们定义网络信道利用率为：M是一个包中字节数，B是数据链的比特率。容量损耗定义为：这里我们忽略了接收机上升时间的常量的影响，因为网络容量损耗的上升时间与保持时间相比可忽略不计。等式（20）可用来计算网络信息传输的有效性。当数据链的比特率，信息包的长度和接收机的动态范围这些都已经给出后，容量的损耗直接由接收机的衰减参数K决定。举一个例子，网络的比特率是1Gb/s和数据的模式是非编码（）

27、或编码（4B5B或5B6B）。假定包的长度是53bytes(ATM)和接收机的动态范围为20dB。在这种情况下，当BER为时，能量损耗1dB，网络容量损耗和接收机非编码和编码信号的保持时间见表格。显然上面的讨论是基于接收机的阈值控制电路固有的放电模式的。对于固定大小的包的传输，通过计算一个包中的比特数，一个复位的信号可以用于加快阈值控制电路的放电时间。因此，可以改进网络传输效率。但是，使用这种方法，突发模式接收机与传统接收机不兼容。对于大小变化的包，封装包的开始帧和结束帧模型可以用于触发阈值控制电路的衰减参数的变化。为了这样做，数据必须进行线性编码来保证开始帧和结束帧是唯一的。编码将自动的产生

28、容量损耗。结果，增加了接收机的复杂性。毕竟，采用这种格式不是很明智。H. 时钟和相位的恢复对于多址数据包网络，快速时钟恢复或时钟同步是一个具有挑战性的问题由于通常使用的是短的包长度（ATM）和突发模式的包在到达时相位有很大的变化。现今已经提出了几种关于突发模式数据操作的瞬时时钟同步的技术。如下：1） 相位检测的全局时钟修正器10。2） 结束窄带储能电路11。3） PLL门控制振荡器12 突发模式数据的快速时钟恢复的所有的这些技术都经过了试验论证。但是，方法1，接收器要求时钟恢复时包中有前量字节和恢复时钟经历相位错误。方法2，将会出现频率错误。因此，两种方法在时钟恢复的过程中都会有与之相关的能量

29、损耗。对突发模式时钟恢复分析的这些方法在10和11中都能找到。 方法3，在不使用任一前量字节可以得到瞬时相位锁存。这是因为每次振荡器打开时，对电路中门控制振荡器的内在的相位被迫与输入信号的相位同步。但是，快速时钟恢复的机理是基于输入数据序列变换的，因此恢复时钟的抖动性能与输入数据信号相同。然而，这种方法要求一个本地振荡器在接近输入信号的频率处振荡。这个阿振荡器的精确性对数据包中的最大的连续1和连续0有一个限制。最近，一个快速时钟恢复的新版本设备可以消除输出抖动。 对于上述的技术，方法3是突发模式数据时钟恢复最有发展前景的一种技术因为它提供了非常快的时钟和相位恢复（在一个比特间隔内）。此外，电路

30、很简单适合于高级电路集成和高频操作。 假定PLL门控制电路这项技术用于时钟恢复过程，我们可以容量损耗的引入，因为时钟和相位可以在一个比特时间内恢复。图12 封装突发模式接收机的图表图13 突发模式收发机I. 突发模式接收机实验的结果当在实验中使用BER测量设备时，包之间促奶的间隙时间将使突发模式数据的BER测量很复杂。因为BER测试仪不能分辨差错是在包中还是在间隙时间内，BER测量只能显示网络平均的BER，即是间隙时间的BER，是包中的BER。 突发模式接收机测量BER的另一个困难是由接收包的多个来源产生的。因为网络的协议是以多址技术为基础的，接收的来自于不同的节点的数据相互之间是不同的。在这

31、种情况下，传统的BER测试方法仅能读取来自指定节点的包。BER测试仪发射机定位咱这个特殊的节点处。经讨论接收机的性能可以通过测量多址网络接收的包的眼图的闭合区域进行评估2。 为了便利测试涉及到突发模式接收机BER性能，我们得到了一个等式它把突发模式的BER与连续模式的BER联系在一起。由于这个等式，可以很容易的得到突发BER。 假定一个统一的间隙时间，突发模式接收机的BER可以写为：当输入为连续模式时接收机的BER，Q(i)是连续0串中ith字节Q函数，是（20）中定义的网络容量损耗，大概为：和M分别是间隙和包中整数个比特数。我们已经通过实验和理论两种方法论证了这个等式。对于试验的方法，突发模

32、式接收机芯片可以从AT&T实验室1取得，在中国香港大学进行的封装。突发模式接收机的图表如图12和13所示。在图14中显示了在BER为，电压偏置电流阈值为0，不同容量损耗下能量损耗vs衰减参数K。能量损耗意味连续模式和突发模式敏感度损耗。实线由（22）计算，虚线是实验结果。这两个结构吻合得很好。因此，为了表现突发模式BER性能，我们可以首先测试连续模式数据的接收机BER，接着取得突发模式数据接收机的BER见图14。例如，如果突发模式接收机衰减参数K是0.01，连续模式接收机的敏感度为32dBm，同时假设网络容量损耗是10，图14，我们可以取得在相同比特率的突发模式接收的接收机的敏感度为31dBm

33、。图14 突发模式接收机的能量损耗Voffset=0J 阈值偏置考虑对于网络中数据包的传输，如果接收机的适应控制电路使用固有的放电机理，则需要一个偏置阈值。原因是因为在突发模式工作中，当不存在数据时是寂静区间，否则随机噪声的波动将会触发判决电路引起错误。为了阻止阈值自然地放电到0电平，在适应阈值检测电路中设置一个最小的dc偏置电压。当偏置电压增加时，这时对随机噪声将会有更大的免疫，但是接收机的敏感度将会降低并且将会引起脉宽失真1。因此，很有必要寻找一个最佳的阈值偏置电平来阻止发生在包之间间隙时间中的噪声干扰，同时这个偏置引起最小的能量损耗。我们已经通过实验和分析了当偏置电压为上述偏置电压时接收

34、机的能量损耗。实验和理论结果如图15所示。图15和图14很相似，除了阈值偏置电压设置为1.2，是接收机的rms噪声。在实验中，数据链的比特率为100Mb/s，光检测器的敏感度为0.94，包长度为53bytes，间隙时间的长度由可编程BER计数器(HP1600B)产生，K通过取代接收机的适应阈值控制电路中的电容而充电。接收机连续模式的敏感度大概为32dBm。在有偏置情况下能量损耗比没有偏置时小1dB。这是因为测量包括间隙时间出现的BER。但是，大的偏置将会引起脉宽失真（PWI），它将降低接收机的性能。当接收机的阈值偏置为Voffset，抽样误差如下所示（图16）：0.75/BW，BW是接收机的带

35、宽，g(0)是脉冲的峰值电压。当有电压偏置时Q-函数可以调整为：Qc=(V1-V0)/2时接收机传统的Q-函数，g(t)是波形的脉冲。通过由（25）取代（22），我们可以得到能量损耗vs偏置的标准化的高斯和凸起的余弦波形见图17。可以看出高斯和凸起的余弦波形的BER性能是相同的。此外，能量损耗（与连续模式有关的突发模式）可以通过增加偏置而减小但是接收机内在的敏感度（连续模式）将会因为偏置而减小。图15 突发模式接收机的能量损耗 Voffset=1.2图16 由于偏置阈值引起的脉宽失真和抽样误差图17 由于不同的阈值偏置引起的接收机理论能量损耗 突发模式接收机在光多址网络中的应用全光纤多址网络的

36、结构可以分为基本的三类：总线/环，树和星型拓扑；和两种信号传输格式，命名为再生和非再生。 对于再生传输，信号由光收发器再生。由于转发器中电子处理速度的限制（小于10Gb/s）,再生传输不适合于超高速传输。 非再生传输的优点是对于全光纤网络它允许超高速传输这样使网路具有灵活性，可展性和减小了网络的复杂性。特别引人瞩目的是EDFA的实用性。但是，网络性能受物理问题的限制例如光纤色散，累积的放大器的噪声和光纤的非线性。对于非再生格式，因为不同发射机的信号的相位和幅度将会在数据包之间变化，这是需要突发模式接收机。 在这一节中，我们描述了突发模式接收机在光纤通信网络中几个新颖的应用，如下:1) 使用ED

37、FA作为长距离的牵引传输系统的监督系统。对于长距离的牵引和海底光纤传输系统使用EDFA作为转发器，对这些转发器进行监督是很困难的。我们设想使用非再生全光纤多地址网络来为海底光纤通信系统传输监督信号，海底光纤通信系统使用突发模式的接收机。2）高速全光纤多地址网络。讨论了三种类型的宽带多地址网络结构。我们指出突发模式接收机特别适合基于数据包传输的多种的全光纤多地址网络。A. 使用EDFA长距离牵引传输系统监督系统1） 信号传输的技术：对于使用EDFA长距离牵引传输系统，特别是海底系统，可靠性是最重要的因素之一。为了保证网络运行的可靠性，要求备用设备和监督控制系统。无论什么时候，监督系统检测到一个错

38、误，传输的不同的部分将转换到备用系统上。一般，监督(SV)信号应该包括泵激光二极管，线信号电平，故障定位，控制信号等等。图18 系统中SV信号传输的两种模式基于EDFA长距离系统14，两种潜在的技术可用来传输SV信号,如下：1）每个EDFA转发器的终端和SV信号再生。2）通过EDFA转发器的透明信道。这两种技术如图18所示。第一种技术是运载SV信号的传统方法。每一个转发器首先读取接收信号的地址，只有当地址与它本身相吻合才起作用，否则它转播信号到另一个转发器。第二种技术是，每一个转发器接收和传送它的SV信号直接到其它转发器的头端。重要的是，不同转发器的监督控制形成了一个非再生多址网络。现在，几种

39、技术已经提出用于EDFA系统的透明监督信号的传输。如下：1）通过在每个转发器节点使用multi-Mbs信号调制泵激光二极管14或调制瞬时发射15。2） 使用光纤循环器为放大器的后分散的OTDR16或一个放大器的监督信号17支持一个相反的路径。3）脉冲泵激光器使用OTDR.。图19 SV信号传输的发射和再生模式。监督节点使用传统的转发器所有的上述的技术对系统监控来说是足够的。但是，从头端到EDFA的远程控制是不可能的因为每一个转发器只能在透明信道中读取它的信息却不能读取来自于头端的终止符。此外，这些技术只支持小带宽SV控制信号。因此，如果N系统运行在N条分离光纤，每个系统必须支持自己的SV信道。

40、这里，我们提出在EDFA系统上运载宽带SV信号的两种结构。一种是属于再生类型和另一种属于透明信道类型，我们应该描述和比较下面的两种技术。2）每个EDFA转发器终端和再生SV信号。这种技术的一个体系如图19。在图中，线性信号（2.5Gb/s）以一波长（1.55um）传输和明显的通过EDFA链，同时监督信号（200Mb/s）以另一个波长（1.3um）在传统光收发器中（再生）发送。每一个EDFA转发器可以读，写或中继命令通过SV信道在头端控制器之间来回。如果N系统并行的运行在不同的光纤上（允许冗余和增加容量），所有来自于不同的系统的SV信号可以由单个的SV信道运载。这种技巧是SV信号传输的传统方法。

41、系统能量裕度见表格。3） 通过EDFA转发器的透明信道：上述体系的恶意个问题是如果SV信道的一个转发器失败，整个监督信号将会崩溃。为了提高可靠性，最好在传输SV信道使用非再生的体系。系统的结构如图20。线信号（2.5Gb/s）仍然以上述的一个波长（1.55um）运载，SV信道在另一个波长之上（1.56um），都在EDFA增益的范围内。SV信道可以通过窄带滤波器分离线性信号。系统的能量裕度如表格。上面FWD参考前向的透明SV信道能量裕度。重点是由每个EDFA阶段提供的光纤增益足够补偿这一段的衰减。RCV参考一个节点到另一个节点的SV能量裕度。同样假设每一个EDFA阶段能够补偿每一段的衰减。通过S

42、V信道的突发模式发射机和接收机合适的安排，则可以保留足够的能量裕度来防止单个EDFA阶段的失败。在这个应用中，无冲突多址协议的TDMA包传输和光突发模式接收机应该用于每个监督节点。每个节点可以读取来自于另一个节点的数据包或发送包到目的地，如果有一个可利用的时间间隙。每个节点是相对独立的。这种方法的主要的有点是监督系统的可靠性相对于上述的再生体系有很大的改进。例如，如果一个SV节点失败，其它节点的数据包仍然可以明显的毫无障碍发射到终端或另一个节点，同时失败的节点可以迅速由head-end terminal的监测器定位。失败的EDFA阶段也会受到保护。B高速全光纤多址网络中的突发模式接收机的应用在这一节中，描述了宽带全光纤多址数据包网络中的突发模式接收机的应用。全光纤多址网络是研究非常活跃的一个区域（19）。我们分别描述星型，总线和树拓扑的突发模式接收机的应用。1） 星型拓扑型：对于星型拓扑光纤多址网络，许多single-hopWDMA网络已经提出，而且也阐述了一些有潜力的应用和拓扑图。一些例子见star-LAN20，Fox/Hypass/Bhypass21，St