双闭环直流调速系统课程设计

1、设 计 任 务 书某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基本数据如下：直流电动机：，电枢电阻总电阻R=0.1，电枢电路总电感L=3.0mH，电流允许过载倍数，折算到电动机轴的飞轮惯量。 晶闸管整流装置放大倍数，滞后时间常数 电流反馈系数电压反馈系数滤波时间常数取；调节器输入电阻。设计要求： 稳态指标：无静差 动态指标：电流超调量i 5%；采用转速微分负反馈使转速超调量等于0。目 录第一章 双闭环调速系统的组成 1第一节 系统电路原理图1第二节 系统的稳态结构图 1第三节 系统的动态结构图4第二章 闭环系统调节器的设计7第一节 电流调节器的设计 7第二节 转速调节器的设计

2、12第三章 系统的仿真 17参考文献21第一章 双闭环调速系统的组成第一节 系统电路原理图转速、电流双闭环调速系统的原理图如图1-1所示，图中两个调节器ASR和ACR分别为转速调节器和电流调节器，二者串级连接，即把转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。电流环在内，称之为内环；转速环在外，称之为外环。两个调节器输出都带有限幅，ASR的输出限幅什决定了电流调节器ACR的给定电压最大值，对就电机的最大电流；电流调节器ACR输出限幅电压限制了整流器输出最大电压值，限最小触发角。图1-1双闭环直流调速系统电路原理第二节 系统的稳态结构图转速电流双闭环调速

3、系统的稳态结构图如图1-2所示，PI调节器的稳态特性一般存在两种状况：饱和输出达到限幅值，不饱和输出未达到限幅值，在实际运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的，因此对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种状况。1、 转速调节器不饱和 稳态时，两个调节器的输入偏差电压都是零，因此式中a，b 转速和电流反馈系数由第一个关系式可得从而得到图1-3静特性的CA段。 与此同时，由于ASR不饱和，从上述第二个关系式可知: 。这就是说， CA段静特性从理想空载状态的 Id = 0一直延续到 Id = Idm ，而 Idm一般都是大于额定电流Idm 的。这就是静特性的运行段，图1-3双闭环直流调速系统的

4、静特性它是水平的特性。 2、转速调节器饱和这时，ASR输出达到限幅值 ，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时式中，最大电流 Idm 是由设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。所描述的静特性是上图中的AB段，它是垂直的特性。 这样的下垂特性只适合于的情况，因为如果 ，则，ASR将退出饱和状态。 双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系上述关系表明，在稳态工作点上，转速 n 是由给定电压U*n决定的； ASR的输出量U*i是由负载电流 IdL 决定的； 控制电压 Uc

5、的大小则同时取决于 n 和 Id，或者说，同时取决于U*n 和 IdL。这些关系反映了PI调节器不同于P调节器的特点。比例环节的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器则不然，其输出量的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。后面需要PI调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。鉴于这一特点，双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同，而是和无静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数：转速反馈系数 电流反馈系数 两个给定电压的最大值和由设计者选定，设计原则如下：受运算放大器允许输入电压和稳压电源的限制 为ASR的输出限幅值第三节 系

6、统的动态结构图在单闭环直流调速系统动态数学模型的基础上，考虑双闭环控制的结构，即可绘出双闭环直流调速系统的动态结构图，如图1-4所示：图1-4双闭环直流调速系统的动态结构图双闭环直流调速系统突加给定电压由静止状态启动时，转速和电流的动态过程如图1-5所示。由于在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成图中标明的I、II、三个阶段。图1-5 双闭环直流调速系统启动时转速和电流的波形第I阶段 电流上升的阶段（0t1）：突加给定电压 后，Id上升，当 Id 小于负载电流 IdL 时，电机还不能转动。当 Id IdL 后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会

7、很快增长，因而转速调节器ASR的输入偏差电压的数值仍较大，其输出电压保持限幅值，强迫电流Id 迅速上升。直到，Id = Idm ， = 电流调节器很快就压制 Id 了的增长，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中，ASR很快进入并保持饱和状态，而ACR一般不饱和。第 II 阶段恒流升速阶段（t1t2）： 在这个阶段中，ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流 给定下的电流调节系统，基本上保持电流 Id恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长。与此同时，电机的反电动势E 也按线性增长，对电流调节系统来说，E 是一个线性渐增的扰动量，为了克服它的扰动， Ud0和 Uc 也必须基本上按

8、线性增长，才能保持 Id 恒定。当ACR采用PI调节器时，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，也就是说，Id 应略低于 Idm。第 阶段转速调节阶段（ t2 以后）： 当转速上升到给定值时，转速调节器ASR的输入偏差减少到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值，所以电机仍在加速，使转速超调。转速超调后，ASR输入偏差电压变负，使它开始退出饱和状态， 和 Id 很快下降。但是，只要Id仍大于负载电流IdL ，转速就继续上升。直到Id = IdL时，转矩Te= TL ，则dn/dt = 0，转速n才到达峰值（t = t3时）。此后，电动机开始在负载的阻力下减速，与此相应，在

9、一小段时间内（ t t4 ）， Id < IdL ，直到稳定，如果调节器参数整定得不够好，也会有一些振荡过程。在这最后的转速调节阶段内，ASR和ACR都不饱和，ASR起主导的转速调节作用，而ACR则力图使 Id尽快地跟随其给定值 ，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。 第二章 双闭环系统调节器的设计双闭环调速系统的实际动态结构图如图2-1所示，在它与图1-3的不同之处在于增加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，虚假低通滤波，然而在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作

10、用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，根据电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。这样做的意义是，让给定信号与反馈信号经过相同的延时，是二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。其中 为电流反馈滤波时间常数为转速反馈滤波时间常数 图2-1 双闭环调速系统的实际动态结构图系统设计的一般原则：“先内环后外环” ，从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。第一节 电流调节器的设计 在经过忽略反电动

11、势的动态影响，等效成单位负反馈系统，小惯性环节近似处理的简化后的电流结构框图如图2-2所示。图2-2 简化后的电流环动态结构框图图中：为电流环小时间常数之和，。一、时间参数的确定1、电动机的电动势系数：2、电机额定励磁下的转矩系数：3、电枢回路电磁时间常数：4、电力拖动系统机电时间常数：5、整流滤波时间常数：三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s6、电流滤波时间常数：三相桥式电路每个波头的时间是0.0033s，为了基本虑平波头，应有（12）Toi=0.0033s，因此取Toi=2ms=0.002s7、电流环小时间常数之和：按小时间常数近似处理，取Ti=Ts+Toi=0.0037s。二、

12、典型系统的选择：从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，采用 I 型系统就够了。从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。图2-2表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成 式中：Ki 电流调节器的比例系数 ti 电流调节器的超前时间常数为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择，则电流环的动态结构图便成为图2-3a所示的典型形式，其中 图2-3b

13、给出了校正后电流环的开环对数幅频特性。a）b）图2-3 校正成典型I型系统的电流环a） 动态结构框图 b）开环对数幅频特性三、计算电流调节器的参数1、ACR超前时间常数: 2、电流环开环增益：在本设计中，要求i%5%时，应取，因此：于是，ACR的比例系数为：四、校验近似条件电流环截止频率1、晶闸管装置传递函数近似条件为： =196.1 满足近似条件。2、忽略反电动势对电流环影响的条件为： =59.649 满足近似条件。3、小时间常数近似条件处理条件为： =180.8 满足近似条件。五、电流调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的模拟式电流调节器原理图如图2-4所示。图中：为电流给定电压 Id 为电流

14、负反馈电压Uc 电力电子变换器的控制电压图2-4含给定滤波与反馈滤 波的PI型电流调节器则由运算放大器的电路原理可以得出，当调节器输入电阻时，电流调节器的具体电路参数如下： ，取21，取1.42，取0.2第二节 转速调节器的设计根据设计要求，转速负反馈采用转速微分负反馈，即在转速反馈电路上加一个带滤波的转速微分环节，在转速变化过程中，转速负反馈和转速微分负反馈两个信号一起与未定信号相抵，将在比普通双闭环系统更早一些的时刻达到平衡，开始退饱和，提前进入了线性闭环系统的工作状态，从而使转速超调量减小。在将电流环简化后，可将电流环视作转速环中的一个环节，在经过忽略高次项降阶处理，并等效成单位负反馈系

15、统和小惯性的近似处理后的带转速微分负反馈的转速环结构框图如图2-5所示。图2-5 带转速微分负反馈的转速环动态结构框图图中：为转速环小时间常数之和，为转速微分时间常数一、未加入微分环节的转速负反馈的设计（1）时间常数的确定：1、电流环等效时间常数：2、转速滤波时间常数 ：Ton=0.02s；3、转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，取（2）选择转速调节器结构： 为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 型系统，这样的系统同时也能满足动态

16、抗扰性能好的要求。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为式中：Kn 转速调节器的比例系数 tn 转速调节器的超前时间常数这样转速调节器的动态结构图便成为图2-6所示的典型形式，其中 图2-6 校正后成为典型型系统的转速环动态结构图（3）选择转速调节器参数：按跟随和抗干扰性能较好的原则，取h=5，则1、 ASR的超前时间常数为：2、转速环开环增益：于是，ASR的比例系数: （4）检验近似条件：由转速截止频率：;1、电流环传递函数简化条件:2、 转速环小时间常数近似条件为：满足近似条件。（5）计算调节器电阻和电容： 含给定滤波和反馈滤波的PI转速调节器原理图如图2-34所示，图中：为转

17、速给定电压 n 为转速负反馈电压 为调节器的输出是电流调节器的给定电压图2-7 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器则由运算放大器的电路原理可以得出，当调节器输入电阻时，电流调节器的具体电路参数如下：，取442，取，取2（6）校核转速超调量 按式(2-91),当h=5时, =81.2%;而因此不满足起超调量等于0的要求.二、微分负反馈环节的设计（1）时间常数：1、转速微分滤波时间常数：2、转速微分时间常数：的近似工程计算公式为根据设计要求超调量，又h=5，则（2）微分负反馈的实现：含给定滤波，反馈滤波和微分负反馈的转速调节器原理图如图2-8所示，图2-8 含给定滤波，反馈滤波和微分负反馈的转速调节器由运算放大器的电路原理可以得出，微分负反馈环节的具体电路参数如下：，取2.5，取第三章 系统的仿真 本设计的系统仿真结构框图如图3-1所示，在这个结构框图中包含了滤波环节，包括电流滤波、转速滤