倍流整流变换器中同步整流控制驱动研究 开题报告

1、华中科技大学研究生院研 究 生 选 题 报 告题 目：倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究学 号 姓 名 指 导 教 师 院、 系、 专业 电气与电子工程学院 电力电子与电力传动 华中科技大学研究生院制填表注意事项一、 本表适用于攻读硕士学位研究生选题报告、学术报告，攻读 博士学位研究生文献综述、选题报告、论文中期进展报告、学术报告等二、 以上各报告内容及要求由相关院（系、所）做具体要求。三、 以上各报告均须存入研究生个人学籍档案。四、 本表填写要求文句通顺、内容明确、字迹工整。倍流整流变换器中同步整流控制驱动的研究一、课题的来源随着高速超大规模集成电路不断发展，构成这些电路电源系统的关键部

2、件是各种不同技术规格的DC/DC变换器模块。对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。随着集成度的不断提高，越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A-1OOA，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。针对特殊电路的要求，电压调节器模块必须提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动态响应。从美国开关电源市场来看，跟随着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的网络产品市场的迅速增长，未来的开关电源市场

3、是非常乐观的，对中小功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。据权威市场专家预测:在今后五年内，小功率DC/DC变换器的主要发展趋势是:为了适应超高频CPU芯片的迅速发展，DC/DC变换器向低输出电压(最低可低到1.2V),高输出电流、低成本、高频化(400-500KHz)、高功率密度、高可靠性(MTBF >10000)、高效率、快速动态响应的方向发展。模块电源主要分为DC/DC、AC/DC和DC/AC三种，其中DC/DC模块占据了90的市场份额。随着通信系统对电源产品的要求越来越高，DC/DC模块电源技术正发生着巨大的变化，朝着低电压大电流方向发展。电压最低小于0.8V，负载电流最高大于1

4、00A。为了获得更高的效率，同步整流技术在这些DC/DC模块电源中的作用越来越重要，应用也越来越广泛。二、 本课题研究的意义和目的为了取得更高的运行速度和相对较低的功耗，数字集成电路的工作电压越来越低。研究表明:如果将数字电路中的5v高电平降为1V，运行速度可以提高5倍，功耗将降低为原来的1/5。因此数字集成电路的工作电压己经由原来的5v降到了2.4-3.3v，而在不久的将来，1.8v甚至更低的电压将会成为新的标准工作电压。集成电路工作电压的不断降低对其供电电源(主要是DC-DC整流模块)提出了新的要求，传统的DC-DC整流技术己无法满足这些要求。这是因为，原来的DC-DC整流模块是用肖特基二

5、极管进行整流，而肖特基二极管的正向压降一般为0.3v，若输出电压降低到2v以下，仅损耗在肖特基管的正向导通压降上的功率就相当于电源模块输出功率的10%以上。因此，要想取得较高的功率密度几乎是不可能的。同步整流技术采用同步整流管（同步整流管的导通电阻通常仅0.00x欧姆）来代替肖特基二极管进行输出整流，解决了因二极管正向压降引起的功率损耗较大的问题，使得输出整流损耗降到最小，大大提高了低压大电流DC-DC整流模块的效率。图2-1 副边为倍流电路变换器的同步整流原理图例如常见的自驱动倍流电路，如图2-1，为两个同步整流管，D1,D2分别为它们的体二极管 。通过控制原边主开关管，当主开关导通，副边电

6、压为正时，导通，关断，输入电源经变压器耦合经L1、向负载传输能量，而L2也经续流；当主开关关断，副边电压为负时，关断，开通，输入电源经变压器耦合经L2、向负载传输能量，而L1也经续流。由于MOSFET导通电阻很低，在MOSFET上损失的功率较肖特基二极管要小，尤其是在输出电压低的时候，可以取得极高的效率。但是同步整流技术并不只是用同步整流管代替肖特基二极管那么简单，它与同步整流技术所用的拓扑和同步整流管的驱动有很大的关系，需要做全面的分析和考虑。三 、国内外概况和预测目前，国外对中小功率低电压/大电流输出DC/DC变换器的研究己取得了较大进展， 对很多关键技术进行了切实有效的研究及技术储备。能

7、够实现3.3V以下输出电压、50A以上输出电流的模块电源的大规模生产，且体积己做得相当小，功率密度超过了50W/，现正向120W/发展。在我国入关之后，国内开关电源研发、生产单位将直接面对国外开关电源市场的竞争，而小功率开关电源又是一种技术含量较高的电力电子产品。高可靠性是第一位重要的指标，其次，EMI,PFC,工艺结构、效率、体积、重量和成本等指标，也是决定我们国内的产品能否参与国际竞争的重要因素。目前，研究低电压大电流DC/DC变换器面前面临的困难主要包括:提高输出电流，达到100A以上;降低输出电压，甚至低到1V以下:提高工作效率，通常要求90%以上;减小体积，提高功率密度和可靠性等。如

8、何设计出高性能的低电压大电流DC/DC变换器已经成为了学者们目前必须解决的问题。2003年在上海举行的DC/DC电源专题研讨会上，艾默生网络能源有限公司提出了关于未来DC/DC模块电源发展的6个具有挑战性的新技术：改进的同步整流技术；谐振复位软开关技术；移相谐振软开关技术；高精度稳压的多路输出技术；并联均流技术和厚铜箔多层PCB技术：其中排在首位的就是同步整流技术。DC/DC模块电源绝大部分运用于通信产品中，其特殊的负载要求使得同步整流技术的运用变得尤为重要。低电压大电流输出时，普通的二极管或者肖特基二极管的损耗已经无法满足高效率的要求，因为普通的二极管和肖特基二极管的正向导通压降很大，电流很

9、大时，损耗在其上的功率相当大。同步整流技术就是在上述情况下应运而生。同步整流管毕竟是功率场控器件，跟普通二极管不同，其损耗包括导通损耗，驱动损耗和开关损耗，采用哪种驱动方式使得变换器的损耗最小是目前研究的较多的一个课题。四、预计需达到的要求、技术指标，预计的技术关键、技术方案和主要试验研究情况：本课题预计从实际角度出发，将同步整流技术应用到低电压大电流的场合，对于低压大电流隔离式的DC/DC变换器，大部分损耗发生在副边的整流电路中。预计技术关键：1。同步整流技术的效率因素；2。原副边拓扑的选择；3。预计对驱动方式的改进1同步整流技术的效率因素分析：相对于传统的肖特基二极管整流技术而言，同步整流

10、技术的效率提高是由很多因素决定，而不是简单地比较肖特基二极管的正向压降。以正激变换器为例，输出电压、输出电流、同步整流管的导通电阻、由同步整流管所取代的肖特基二极管的正向压降和变压器的复位方法对效率的提高都有很大影响。通常，变换器的效率可以表示为： （1）其中，是输出功率，是除整流损耗外的损耗，为整流损耗。对于肖特基管整流而言，效率可以表示为： （2）对于同步整流二极管而言，效率可以表示为： （3）忽略影响，和的关系可以表示（4）其中，是肖特基二极管的正向压降，是输出电流。 （5）其中是SR地导通电阻，为死区占空比，是SR体二极管压降，是门极驱动损耗，是SR体二极管反向恢复相关的损耗，是、开关

11、频率和栅极电荷（用以充电的栅源电压）的函数。文献9中提出了一种估计自驱动门极驱动损耗的方法，根据其中的计算，当开关频率<300khz时，自驱动SR门极驱动损耗很小，对于输出大于40w的变换器可以忽略，只出现在SR体二极管导通的情况，但是即使是在体二极管导通的情况下，这个损耗在低频时仍然很小，同样可以忽略。因此，当很小，可以忽略不计时，比如采用有源箝位的正激变换器，式（5）可以化为： （6）令，显然<1，对于一个给定的值和，当输出电压较高时，效率提高并不多，但当输出电压较低时，效率提高明显，相对于同样的输出电压，当较大时，效率提高比较大，若在总的损耗中，整流损耗起主要作用时效率提高会

12、比较大，同样对于较小值的，效率提高也比较大，这出现在SR的导通电阻比较小和输出电流比较低的情况。2原副边拓扑的选择：在中小功率电源领域，使用较多的DC-DC变换器的拓扑主要有:单端正激、单端反激、半桥、推挽及其派生的电路。它们都有各自的优点和缺点。一般来说，考虑变换器性能通常有以下指标:可靠性、控制是否易于实现、变换器效率、成本以及开关器件的利用率。结合同步整流技术的应用，下面从多个方面考虑几种拓扑的优点和缺点。(i)在低压大电流DC/DC变换器中，变压器原边的基本拓扑可以是下面五种:1.反激式;2.正激式;3.推挽式;4.半桥式;5.全桥式。反激式变换器显然不适合低电压大电流的要求，因为它的

13、输出纹波较大，变压器漏感引起较大的电压尖峰，功率不大(150W以下)，变换器效率不高，而且只能在电压和负载调整率要求不高的场合使用。正激式变换器是低压大电流变换器中使用的较多的变换器之一，正激式变换器的优点主要在于结构简单，功率开关管峰值电流较低，适合用作降压型变换器，易构成多相变换器。因此，它也是最早应用于低压大电流的变换器拓扑之一。但是，其缺点也是明显的:1)它需要一个额外的磁复位电路来避免变压器的磁饱和;2)对变压器的设计要求比较高，要求漏感小，以减小续流管在关断过程中的损耗:3)同步整流中的死区过大使得其效率减小;4)整流管的体二极管不仅在其导通的过程中增加了电路的损耗，在其关断的过程

14、中，由于其反向恢复特性，也会引起能量损耗。全桥式拓扑的主功率开关管所承受的电压比半桥式拓扑小一倍。但低压大电流DC/DC变换器，输入电压并不高，半桥式拓扑和全桥式拓扑所表现的性能几乎相同，相比之下，半桥式结构节省了两个昂贵的功率MOSFET管，降低了成本。由于其电路中的变压器体积小，利用率高，开关器件承受峰值电压电流较小，因此在低压大电流DC/DC变换器中，半桥式变换器的应用最为广泛。如图所示.推挽式结构的整流管驱动方式与带倍流整流的半桥式结构是相似的，所示。对于通常的推挽式结构来说，因为功率开关管集电极电压应力两倍于输入电压，而且其主变压器的原边利用率也不如半桥。所以，它适合于更低的输入电压

15、情况下使用。(ii)适用于低电压大电流输出的变压器副边拓扑有三种:1.正激式拓扑(半波整流)；2.中心抽头式拓扑(全波整流)；3.倍流整流式拓扑。正激式拓扑在大电流输出的情况下，其结构并不占有优势。因为它的输出电流波动较大，为了保证大电流时的滤波效果，滤波电感要做的比较大，而且变压器副边工作不对称，对变换器的性能影响很大。中心抽头式拓扑适用于推挽、全桥或半桥等对称双端变压隔离器的Buck型变换器，由于其输出滤波电感的电压频率是功率开关管的两倍，所以在同样条件下中心抽头式所需要的滤波电感值明显小于正激式，但在输出相同电压的情况下，相比正激式，会增加变压器副边绕组的匝数。倍流整流方式是从全桥整流方

16、式演化过来的，由于要求电路输出低压大电流，则倍流同步整流结构是最合适的，这是因为：1）变压器副边只需一个绕组，与中间抽头结构相比较，它的副边绕组数只有中间抽头结构的一半，所以损耗在副边的功率相对较小；2）输出有两个滤波电感，两个滤波电感上的电流相加后得到输出负载电流，而这两个电感上的电流纹波有相互抵消的作用，所以，其输出滤波电容的脉动电流幅值减小了，在倍流型结构中所需要的滤波电感和电容就比正激式的小得多，且大大加快了变换器的动态响应速度3）流过每个滤波电感的平均电流只有输出电流的一半，与中间抽头结构相比较，在输出滤波电感上的损耗明显减小了；4）较少的大电流连接线，在倍流整流拓扑中，它的副边大电

17、流连接线只有2路，而在中间抽头的拓扑中有3路；5）动态响应很好。而它的不足在于需要两个输出滤波电感，在体积上相对要大些。但如果运用磁集成的方法，可以将它的两个输出滤波电感和变压器都集成到同一个磁心内，这样可以大大地减小变换器的体积。上面也分析过，变换器次级的元件损耗主要来自整流管的损耗，倍流整流式变换器在理想驱动情况下，其变压器的次级电压在初级两个主功率管都关断的死区时间内为零，此时，两个整流管在理想的情况下同时导通，负载电流则在两个整流管中平均流过，而正激变换器在每个开关周期内，整流管的总导通损耗相当于一个周期内输出滤波电感电流流过一个整流管的损耗，相比之下，倍流整流电路总损耗更小。3本课题

18、对驱动方式的改进：如何驱动同步整流管驱动是一个重要的问题。自驱动是采用检测开关变换器SR所在回路的某一电压或电流，作为SR的门极驱动电压，其特点是简单，实用，缺点则是往往不能达到最理想的驱动波形；采用外加控制驱动方法让SR管按照设定的开关时序工作，虽然是比较直接、常规的方法，所得的驱动波形质量比较好，但是其控制复杂，增加了元件数目和整机成本。混合驱动方式是利用部分的控制驱动方法来弥补自驱动的缺陷，一般都可以取得比自驱动方法更好的结果。同步整流的理想驱动波形如图4-1所示，要满足下面两个要求:(1)电压无为零时段，避免死区时间内的体二极管的导通现象，使得同步整流损耗主要发生在整流阶段;(2)电压

19、波形的上升沿和下降沿要陡，并有合适的电压幅值，以满足MOSFET快速开关的要求。图4-1 理想的同步整流驱动波形自驱动方式分析：前面，图2-1画出了基本的自驱动倍流电路，而在主开关管均关断的死区时间里，副边的电压为零，这时同步整流管SR1、SR2均关断，负载电流通过同步整流管的体二极管续流，由于体二极管的导通压降比肖特基二极管的导通压降更大，于是增大了损耗，故需对同步整流管的驱动方式做一些改进。这里，完全依靠自驱动方式是不能产生满意的驱动波形的。栅极电荷保持电压驱动方式分析：图4-2 栅极电荷保持电压驱动电路及波形图4-2所示栅极电荷保持（Gate charge retention）电压驱动技

20、术就是其中一种典型的方法。栅极寄生电容C的电荷由二极管D和开关管S保持，所以栅极驱动电压被箝位。直到开关管S导通，C上的电荷被放掉，为零，MOSFET才被关断。一般来说采用变压器次级的电压信号控制。其中电容C可利用SR2的等效电容，电阻R是用来限制冲击电流和控制SR2的关断时间，采用这种驱动方法可以减少体二极管的续流时间，从而提高效率。如图4-3中则是一种应用了栅极电荷保持电压驱动的驱动方法的电路：D1、C1为VS3的体二极管和栅源极间电容，D2、C2为VS4的体二极管和栅源极间电容。图4-3 一种半桥倍流同步整流电路该驱动电路是有一定缺陷的，它无法实现主功率管都关断的时候，同时开通两个同步整

21、流管。由图4-2中对栅极电荷保持电压驱动电路的分析，知道，电荷的保持只保持了当前开通管的栅极驱动电压，比如在死区时刻前是导通，原边电能经过送至负载，那么给电路在死区时刻断开，只能保持继续导通，而不能使两管同时导通；同样的道理，在死区时刻前是导通，原边电能经过送至负载，那么给电路在死区时刻断开，只能保持继续导通。因此，这种驱动方式是不能使得损耗降到最低的，其效率也就比不上其他更加接近理想的驱动方式。预计实验电路驱动方式分析：上面的分析说明：要得到较接近理想的驱动波形，往往需要采用自驱动信号来开通同步整流管，并加入控制信号使其关断的混合驱动方式。图4-4 预计实验的半桥倍流同步整流电路图4-4的电

22、路是在主开关驱动电路上附加了一些电路产生同步整流管驱动信号，分析：同步整流管的驱动信号是在主开关管驱动信号的基础上通过一些控制电路得到的，当控制电路输出使的输出电压为正，开始导通，关断，主功率变压器T的电压为正；同时，反相器A的导通，关断，输出为零，这使得关断；反相器B中关断，导通，输出为正，从而导通。当控制电路输出使的输出电压为负，关断，开始导通，主功率变压器T的电压为负；同时，反相器A的关断，导通，输出为正，这使得开通；反相器B中导通，关断，输出为零，从而关断。在死区时间中，控制电路输出使的输出电压为零，两个主开关管都是关断的，这时反相器A的关断，导通，输出为正，这使得开通；反相器B中关断

23、，导通，输出为正，从而也导通。 以上分析表明，用图4-4的控制电路能产生与理想的驱动波形和时序相一致的控制驱动信号。即在T的初级两个开关管都关断的死区时间，次级为零，在理想情况下两个整流管应同时导通；而且由于的电感效应和反相器的延时作用，控制电路能在该T的次级短路电流出现之前就计时关断其中一个整流管，可避免T的次级出现短路现象。另外，因同步整流管驱动信号的可控制性，可调整同步整流管的驱动信号与主功率开关管驱动信号之间的延时及其配合，因而在实验中将反复尝试使效率达到最优。综上所述：本课题预计选用原边对称半桥副边倍流电路拓扑，驱动方式原理图如图4-4，做为实验电路，技术指标为：输入电压：48V开关

24、频率：50k输出电压：2V最大输出电流：30A期望达到效率：85输出电压纹波要求：小于1五、课题研究进展计划：2005.9 2006.1 查阅文献资料2006.3 2006.4 计算机建模、仿真2006.52006.7 实验、调试，得出结论2006.7 2006.9 完成论文、答辩六、现有的条件、人员（姓名、职称）及主要设备情况：1人员情况： 2设备情况： 七、需要增添的主要设备、仪器（用途、名称、规格、型号、数量、价格）和材料： 八经费概算和来源：自筹九承担单位和主要协作单位及分工： 十指导教师评语： 参考文献1 Huang-Jen Chiu . A high-efficiency soft

25、-switched ACDC converter with current-doubler synchronous rectification, Proceedings of IEEE,2005(6),709-7182 张占松，蔡宣三 开关电源的原理与设计，电子工业出版社，2004，（9），177-1853 F.Dong Tan . extension to include synchronous rectifiers and current doublers,Proceedings of IEEE,2002,40-474 陈坚 高等电力电子技术，高等教育出版社，2004，（12），93-95

26、5 H.Visairo,E.Rodriguez . Multi-output half-bridge converter with self-driven synchronous rectification,Proceedings of IEEE,2002,145-1506 徐九玲 倍流同步整流全桥变换器的研究，华南理工大学，200305157 H.J.Chiu . A soft switched DCDC converter with current-doubler synchronous rectification,Proceedings of IEEE,2000,526-5318 任光 同步整流和软开关技术在小功率直流开关电源中的应用研究，华南