BOOST变换器设计

1、BOOST变换器设计41总体设计思路1.1设计目的升压斩波电路是最基本的斩波电路之一，利用升压斩波电路可以实现对直流 的升压变化。所以，升压斩波电路也可以认为是直流升压变压器，升压斩波电路的应用主要是以Boost变换器实现的。升压斩波电路的典型应用有：一、直流电 动机传动，二、单相功率因数校正（Power Factor Correction PFC电路，三、交 直流电源。直流升压斩波电路的应用非常广泛，原理相对比较简单，易于实现， 但是，设计一个性能较好变压范围大的 Boost变换器并非易事，本设计的目的也 就在于寻求一种性能较高的斩波变换方式和驱动与保护装置。1.2实现方案本设计主要分为五个

2、部分：一、直流稳压电源（整流电路）设计，二、Boost 变换器主电路设计，三、控制电路设计，四、驱动电路设计，五、保护电路设计。 直流稳压电源的设计相对比较简单， 应用基本的整流知识，该部分并非本设计的 重点，本设计的重点在于主电路的设计，主电路一般由电感、电容、电力二极管、 和全控型器件IGBT组成，主电路的负载通常为直流电动机，控制电路主要是实 现对IGBT的控制，从而实现直流变压。主电路是通过 PWM方式来控制IGBT的 通断,使用脉冲调制器SG3525来产生PW啲控制信号。设计主电路的输出电压为 75V,本设计米用闭环负反馈控制系统，将输出电压反馈给控制端，由输出电压 与载波信号比较产

3、生PWM&号，达到负反馈稳定控制的目的。220VSG3525脉宽控 制器驱动电路图1-1总电路原理框图2直流稳压电源设计2.1电源设计基本原理在电子电路及设备中一般都需要稳定的直流电源供电。 这次设计的直流电源 为单相小功率电源，它将频率为 50Hz、有效值为220V的单向交流电压转换为幅 值稳压、输出电流为几十安以下的直流电压。其基本框图如下：图2-1直流稳压电源基本框图图2-2波形变换2.1.1变压环节由于直流电压源输入电压为 220V电网电压，一般情况下，所需直流电压的 数值远小于电网电压，因此需通过电源变压器降压后，再对小幅交流电压进行处 理。变压器的电压比及副边电压有效值取决

4、于电路设计和实际需要。2.1.2整流环节变压器变压器副边电压通过整流电路从交流电压转换为直流电压，即将正弦波电压转换为单一方向的脉动电压，半波整流电路和全波整流电路的输出波形如 上图所画。可以看出，他们均含有较大的交流分量，会影响负载电路的正常工作； 例如，交流分量将混入输入信号被放大电路放电， 甚至在放大电路的输出端所混 入的电源交流分量大于有用信号；因而不能直接作为电子电路的供电电源。 应当 指出，图中整流电路输出端所画波形是未接滤波电路时的波形，接入滤波电路后波形将有所变化。2.1.3滤波环节为了减小电压的脉动，需通过低通滤波电路滤波，使输出电压平滑理想情况 下，应将交流分量全部滤掉，使

5、滤波电路的输出电压仅为直流电压。 对于稳定性 不高的电子电路，整流、滤波后的直流电压可以作为供电电源。本设计采用LC滤波电路，这种电路具有较强适应性，带负载能力较强。二极管的导通角较大，整流管的冲击电流较小。2.1.4稳压环节虽然整流滤波电路能将交流电压变换成较为平滑的直流电压，但是，一方面，由于输入电压平均值取决于变压器副边电压的有效值，所以电网电压波动时，输出电压平均值也随之产生；另一方面，由于整流电路内阻存在，当负载变化时， 内阻上的电压将产生变化。因此，整流滤波电路输出电压会随着电网电压的波动 而波动，随着负载电阻的变化而变化。为了获得稳定性好的直流电压，必须采用 稳压措施。2.2稳压

6、电源总电路设计2.2.1总电路图图2-3稳压源主电路RI2.2.2电路工作原理变压电路将220V市电经过电源变压器降压后，变成15V左右的低幅交流电。 再通过整流电路将交流电流整流， 将正弦波电压变成单一方向的脉动电压。 然后 通过LC滤波电路滤波，是输出电压平缓。最后通过稳压电路稳定输出电压，采BOOST变换器设计用具有放大环节的串联型稳压电路稳定输出电压， 该电路可调节输出电压，集成 运放工作在深度负反馈，输出电阻趋于零，因而电压相当稳定。223直流稳压电源的相关参数对于直流稳压电源的设计，要考虑到其中几项重要参数，如输出电压，输 出电流的平均值，以及脉动稳定系数等。对于输入电压，稳压管和

7、限流电阻的选 择也是不可忽视的。在此章节对其进行相关计算和总结。(1)输出电压平均值就是负载电阻上电压的平均值U O (AV )U O ( AV ) = 2 冗n2_'厶 U 2 sin 3 td( 31)推导计算得a/2u 2U O ( AV )=0.45 U 2负载电流的平均值IU o ( av )0.45 UO ( AV ) =eRlRl将整流输出电压的基波峰值U 01 M与输出电压平均值U O(AV )之比定义为整流输出电压的脉动系数S，即可得出：S=U 01 M / U O ( AV )则单项桥式整流电路，输出电压的平均值1兀氏U O (AV ) =2 U 2 sin 3 t

8、d(n 02 J2U 23 t)=由此推出输出电流的平均值 丨O ( AVU O ( AV )0.9U 2RlRl(2) 滤波电路输出电压平均值Uo(AV)= .2U 2(1 TlC)4 r c由此可推出脉动系数s 1 /(t(3)对于任何稳压电路，均可用稳压系数Sr和输出电阻R 0来描述其1)6BOOST变换器设计稳压性能。Sr定义为负载一定时稳压电路输出电压相对变化量与其输入电压 相对变化量之比，即SrU 0/U 0 U I/U I|Rl常数-|Rl常数81Sr表示电网电压波动的影响，其值愈小，电网电压变化时输出电压的变化愈小。式中U I为整流滤波后的电流电压。 稳压电路输入电压U I的选

9、择一般选取U I = (23) U 0Ro为输出电阻，是稳定电路输入电压输入一定时输出电压变化量与输出电流变化量之比，即Ro U 0 IoRo表示负载电阻对稳定性能的影响。3 Boost主电路设计3.1 Boost电路工作原理当开关S在位置a时，如图5所示电流iL流过电感线圈L,电流线性增加， 电能以磁能形式储在电感线圈 L中。此时，电容C放电，R上流过电流I。，R两 端为输出电压V>,极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接Vs负极，二极管承受反向电压，所以电容不能通过开关管放电。 开关S转换到位置b时，构 成电路如2(b)所示，由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保 持

10、i l不变。这样线圈L磁能转化成的电压VL与电源Vs串联，以高于 V电压向电 容C、负载R供电。高于Vo时，电容有充电电流；等于Vo时，充电电流为零；当 V。有降压趋势时，电容向负载 R放电，维持Vo不变。Vin匚'IiLDiO图3-1升压斩波电路3.1.1各元器件功能Q开关管IGBT。D截流二极管,在Ton时防止C中电路流过Q L升压电感，起储能及电压提升作用。C输出滤波电容，起储能作用。3.1.2工作原理QDLCQ导通 时截止，防止Vc作用于Q自感电动势与Vin相反,随iL值上升L储能 增加放电Q关闭 时导通，使Vin和L之叠加 的高电压作用于C及负载自感电动势与Vin相同并叠加升

11、压作用于 C与负载,随iL值下降L释放能量充电注：该电路不能空载，否则会因L上积累的能量不能消耗而导致开关器件损坏。BOOST变换器设计3.1.3电路各点波形12ip.I Lmax_ . _I Lminb -1 LmaxI Lmin、一 I Lmax-d LminJ1VinJrVo-VinVbetLQDtVbeDtTon 二 ToffLtI Lmax-QtI Lmax tVinTon ToffI Lmax一一一Vo-Vin电感电流连续电感电流不连续3.1.4电感电流连续与不连续之分析（1 ）特性比较项目电感电流连续电感电流不连续出现条件连续状态L及Po值适当，在Q导通前L中仍有能量存在丄A.,

12、2 iL < S不连续状态L值过小或Po过小，在Q导通前L中有能量已完全释放。十Is输出电压纹波小大（须较大C值方能减小）输出电流纹波小大（须较大C值方能减小）电感电流连续脉动不连续同Po时iL峰值小大电压增益MVo1M= = Vs 1-DVoI sD+D'M=,VsI oDDD'1 + /1 + 2D7©- 1DM= 2吃=2 三+贡（D'为二极管导通占空比RT）3.1.5主电路参数分析主电路中需要确定参数的元器件有 IGBT、二极管、直流电源、电感、电阻 值的确定，其参数确定过程如下。（1）对于电源，要求输入电压为10-30V，且连续可调。其直流稳压

13、电源模块的 设计已在前面完成。所以该直流稳压电源作为系统电源。（2）对于电阻，因为当输出电压为75V时，输出电流为0.1-1A。所以由欧姆定 律可得负载电阻值为 R Uo Em，可得到电路电阻应该在15 150 。Id（3） 对于IGBT的选择，由图4易知当IGBT截止时，回路通过二极管续流，此时 IGBT两端承受最大正压为30V;而当 =1时，IGBT有最大电流，其值为1A。故 需选择集电极最大连续电流Ic>1A，反向击穿电压Bvceo>30V的IGBT。而一般的 IGBT基本上都可以满足这个要求。（4）对于二极管的选择，当 =1时，其承受最大反压30V;而当 趋近于1时, 其承

14、受最大电流趋近于1A,故需选择额定电压大于 30V,额定电流大于1A的二 极管。（5）主电路的设计除了要选择IGBT和二极管，还需要确定电感的参数，但电感参数的计算是非常复杂的，在此对电感不予计算，认定电感值L很大。4控制电路设计4.1 PWM控制芯片 SG3525随着电能变换技术的发展，功率MOSFE在开关变换器中开始广泛使用，为此美 国硅通用半导体公司（Silico n Ge neral ）推出 SG3525 SG3525是用于驱动 N 沟道功率MOSFET其产品一推出就受到广泛好评。 SG3525系列PWM控制器分军 品、工业品、民品三个等级。下面我们对 SG3525特点、弓I脚功能、电

15、气参数、 工作原理以及典型应用进行介绍。SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反 馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与 误 差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误 差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压 调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新 型控制器。SG3525引脚图I. 1 nv.input（引脚1）:误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈 信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚 9）相连，可构成跟随器。2. Non

16、inv.input（引脚2）:误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚9）之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。3.Sync（引脚3）:振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现 与外电路同步。4.OSC.Output（引脚4）:振荡器输出端。5. CT（引脚5）:振荡器定时电容接入端。6. RT （引脚6）:振荡器定时电阻接入端。7. Discharge（引脚7）:振荡器放电端。该端与引脚 5之间外接一只放电电阻， 构成放电回路。8.Soft-Start（ 引脚8）:软启动电容接入端。该

17、端通常接一只5的软启动电容。9.Compensation（引脚9）: PWM匕较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。10.Shutdown（引脚10）:外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁 止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。II. Output A （引脚11）:输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。12. Ground（引脚12）:信号地。13. Vc（引脚13）:输出级偏置电压接入端。14.Output B （引脚14）:输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。15. VCC （引脚15）:

18、偏置电源接入端。16. Vref（引脚16）:基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。 特点如下：（1）工作电压范围宽：835V。（2）5.1 （1 1.0%） V微调基准电源。（3） 振荡器工作频率范围宽：100Hz 400KHZ.（4）具有振荡器外部同步功能。（5）死区时间可调。（6）内置软启动电路。（7）具有输入欠电压锁定功能。（8）具有PWM琐存功能，禁止多脉冲。BOOST变换器设计(9) 逐个脉冲关断。(10) 双路输出(灌电流/拉电流)：mA(峰值)4.2控制电路原理19图4-1控制电路原理图SG3525有过流保护的功能，可以通过改变10脚电压的高低来控制脉冲波的 输

19、出。因此可以将驱动电路输出的过流保护电流信号经一电阻作用，转换成电压信号来进行过流保护，如图所示。当驱动电路检测到过流时发出电流信号，由于电阻的作用将10脚的电位抬高，从而11、14脚输出低电平，而当其没有过流时， 10脚一直处于低电平，从而正常的输出 PWM波。5驱动电路设计Title5.1驱动电路设计基本思想SizeNumberBotel 文件MyDesi gn 1.ddb多绝缘栅双极型晶体管 IGBT(I nsulated Gate Bipolar Tran sistor) Date：是一种1 由双极型晶体管与MOSFE组合的器件，它既具有MOSFE的栅极电压控制快速开。tel 关特性，

20、又具有双极型晶体管大电流处理能力和低饱和压降的特点，近年来在各种电能变换装置中得到了广泛应用。但是，IGBT的门极驱动电路影响IGBT的通 态压降、开关时间、快开关损耗、承受短路电流能力及du/dt等参数，并决定了IGBT静态与动态特性。因此设计高性能的驱动与保护电路是安全使用IGBT的关键技术。5.1.1 IGBT 对驱动电路的要求(1) 触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度，即脉冲前后沿要陡峭；(2) 栅极串连电阻Rg要恰当。Rg过小，关断时间过短，关断时产生的集电极 尖峰电压过高；Rg过大，器件的开关速度降低，开关损耗增大；(3) 栅射电压要适当。增大栅射正偏压对减小开通损耗和导通损耗有

21、利，但也会使管子承受短路电流的时间变短， 续流二极管反向恢复过电压增大。 因此，正 偏压要适当，通常为+15V。为了保证在C-E间出现dv/dt噪声时可靠关断，关断 时必须在栅极施加负偏压，以防止受到干扰时误开通和加快关断速度， 减小关断 损耗，幅值一般为-(510) V;(4) 当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低 栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。驱动电路的软关断过程不应随输 入信号的消失而受到影响。5.1.2驱动芯片EXB841的控制原理EXB8 4的驱动电路主要有三个工作工作过程：正常开通过程、正常关断过程和过流保护动作过程。14和 15两脚

22、间外加PWMI制信号，当触发脉冲信号施加于 14和15引脚时，在GE两端产生约16V的IGBT开通电压；当触发控制脉冲撤销时， 在GE两端产生-5.1V的IGBT关断电压。过流保护动作过程是根据IGBT的CE极 间电压Uce的大小判定是否过流而进行保护的，Uce由二极管Vd7检测。当IGBT 开通时，若发生负载短路等发生大电流的故障，Uce会上升很多，使得Vd7截止， EXB84的6脚“悬空” ，B点和C点电位开始由约6V上升，当上升至13V时，Vz1 被击穿，V3导通，C4®过R7和 V3放电，E点的电压逐渐下降，V6导通，从而使 IGBT的GE间电压Uce下降，实现软关断，完成

23、EXB84对IGBT的保护。射极电 位为-5.1V，由EXB84内部的稳压二极管 Vz2决定。作为IGBT的专用驱动芯片，EXB84有着很多优点，能够满足一般用户的要 求。但在大功率高压高频脉冲电源等具有较大电磁干扰的全桥逆变应用中，其不足之处也显而易见。(1) 过流保护阈值过高。通常IGBT在通过额定电流时导通压降 Uce约为3.5V， 而EXB84的过流识别值为7.5V左右，对应电流为额定电流的23倍，此时IGBT 已严重过流。(2) 存在虚假过流。一般大功率IGBT的导通时间约为1 pS左右。实际上，IGBT导通时尾部电压下降是较慢的。实践表明，当工作电压较高时，Uce下降至饱和导通时间

24、约为45p，而过流检测的延迟时间约为2.7 ps.因此，在IGBT开通过 程中易出现虚假过流。为了识别真假过流，5脚的过流故障输出信号应延迟5ps，以便保护电路对真正的过流进行保护。(3) 负偏压不足。EXB84使用单一的20V电源产生+15V和-5V偏压。在高电压大电流条件下，开关管通断会产生干扰，使截止的IGBT误导通。(4) 过流保护无自锁功能。在过流保护时，EXB84对IGBT进行软关断，并在5脚输出故障指示信号，但不能封锁输入的PWM控制信号。(5) 无报警电路。在系统应用中，IGBT发生故障时，不能显示故障信息，不便 于操作。针对以上不足，可以考虑采取一些有效的措施来解决这些问题。

25、以下结合实际设计应用的具体电路加以说明。5.2驱动电路基本原理如图所示，其工作电源为独立电源20±V，内部含有-5V稳压电路，为ICBT 的栅极提供+15V的驱动电压，关断时提供-5V的偏置电压，使其可靠关断。当 脚15和脚14有10mA电流通过时，脚3输出高电平而使IGBT导通；而当脚15 和脚14无电流通过时，脚3输出低电平使ICBT关断；若ICBT导通时，若承受 短路电流，则其电压 沧随电流的增大迅速上升，脚6悬空，脚3电位开始下降， 从而逐渐关断ICBT。图5-1 EXB841内部结构图利用EXB841驱动芯片设计其驱动电路原理图如图所示，两个47uf电容用于吸收噪音，在脚3

26、输出脉冲的同时，通过快速二极管 VD1检测IGBT的CE 间的电压。当Vce>7V时，过流保护电流控制运算放大器，使其输出软关断信号， 将脚3输出电平降为Q因EXB841无过流自锁功能，所以外加过流保护电路， 一旦产生过流，可通过外接光耦 TLP521将过流保护信号输出至控制电路，经过 一定延时，以防止误动作和保证进行软关断，然后由触发器锁定，实现保护，将 上图与下图联系起来即可得到电路的控制驱动部分。利用EXB841驱动芯片可画出其驱动电路原理图如下图所示。wax警a过說保护截出尹I11irhri图5-2驱动电路原理图如图5-2所示，两个47uf电容用于吸收高频噪音，在脚3输出脉冲的同

27、时， 通过快速二极管VD1检测IGBT的CE间的电压。当Vce>7V时，过流保护电流控 制运算放大器，使其输出软关断信号，将脚 3输出电平降为Q因EXB841无过 流自锁功能，所以外加过流保护电路，一旦产生过流，可通过外接光耦TLP521将过流保护信号输出至控制电路，经过一定延时，以防止误动作和保证进行软关 断，然后由触发器锁定，实现保护，将图6与图8联系起来即可得到电路的控制 驱动部分。6保护电路设计6.1过电压保护电路对于IGBT开关速度较高，IGBT关断时及FW逆向恢复时，产生很高的di/dt ， 由于模块周围的接线的电感，就产生了 L di/dt电压.关断浪涌电压关断浪涌电 压，

28、因IGBT关断时，主电路电流急剧变化，在主电路分布电感上，就会产生较 高的电压，抑制方法的方法主要有：（1）在IGBT中装有保护电路（二缓冲电路）可吸浪涌电压。缓冲电路的电容， 采用薄膜电容，并靠近IGBT配置，可使高频浪涌电压旁路。调整IGBT的驱动电路的VCe或FC,使di/dt最小，尽量将电件电容靠近IGBT安 装，以减小分布电感，采用低阻抗型的电容效果更佳。（2）为降低主电路及缓冲电路的分布电感，接线越短越粗越好，用铜片作接线效果更佳。在此基础上选择缓冲电路，由于缓冲电路的种类繁多，在这里我选用RCD8冲电路，作为对IGBT的保护，其特点如下： 关断浪涌电压抑制效果好。（3）与Rc缓冲

29、电路不同。因加了缓冲二极管使缓冲电阻变大， 因而避开了开通 时IGBT功能受到限制的问题。（4） 缓冲电路中的损耗（主要由缓冲电阻产生）非常大，因而不适用于高频开 关用途。3图6-1保护缓冲电路图6.2过电流保护电路一旦发生短路，IGBT的集电极增加到既定的直，则C E间的电压急剧增加。 根据这种特性，可以将短路时的集电极电流降到一定数值以下，但是在 IGBT上 还有外加的高电压，大电流的大负载，必须在尽量短的时间内解除。从发生短路 起到电源切断的时间也受限制，其产生的原因主要有：（1）晶体管或二极管的破坏。（2）控制电路，驱动电路的故障或由于杂波产生的误动作（3）配线工作等人为失误以及负荷绝缘的破坏。FU熔断