基于Matlab_Simulink地三相光伏发电并网系统地仿真

1、题目：基于 Matlab/ Simulink 的三相光伏发电并网系统的仿真院系：姓名：学号： 导师：目录一、背景与目的 3二、实验原理 31. 并网逆变器的状态空间及数学模型 31.1 主电路拓扑 41.2 三相并网逆变器 dq 坐标系下数学模型 41.3 基于电流双环控制的原理分析 52. LCL 型滤波器的原理 6三、实验设计 81. LCL 型滤波器设计 81.1 LCL 滤波器参数设计的约束条件 81.2 LCL 滤波器参数计算 81.3 LCL 滤波器参数设计实例 92.双闭环控制系统的设计 102.1网侧电感电流外环控制器的设计 102.2 电容电流内环控制器的设计 112.3 控

2、制器参数计算 12四、实验仿真及分析 12五、实验结论 16背景与目的伴随着传统化石能源的紧缺，石油价格的飞涨以及生态环境的不断恶化，这些问题促使 了可再生能源的开发利用。 而太阳能光伏发电的诸多优点， 使其研究开发、 产业化制造技术 以及市场开拓已经成为令世界各国， 特别是发达国家激烈竞争的主要热点。 近年来世界太阳 能发电一直保持着快速发展， 九十年代后期世界光伏电池市场更是出现供不应求的局面， 进 一步促进了发展速度。目前太阳能利用主要有光热利用，光伏利用和光化学利用等三种主要形式， 而光伏发电 具有以下明显的优点：1. 无污染：绝对零排放没有任何物质及声、光、电、磁、机械噪音等“排放”

3、 ；2. 可再生：资源无限，可直接输出高质量电能，具有理想的可持续发展属性；3. 资源的普遍性：基本上不受地域限制，只是地区之间是否丰富之分；4. 通用性、可存储性：电能可以方便地通过输电线路传输、使用和存储；5. 分布式电力系统：将提高整个能源系统的安全性和可靠性，特别是从抗御自然灾害 和战备的角度看，它更具有明显的意义；6. 资源、发电、用电同一地域：可望大幅度节省远程输变电设备的投资费用；7. 灵活、简单化：发电系统可按需要以模块化集成，容量可大可小，扩容方便，保持 系统运转仅需要很少的维护，系统为组件，安装快速化，没有磨损、损坏的活动部件；8. 光伏建筑集成( BIPV-Buildin

4、g Integrated Photovoltaic )：节省发电基地使用 的土地面积和费用， 是目前国际上研究及发展的前沿， 也是相关领域科技界最热门的话题之 一。我国是世界上主要的能源生产和消费大国之一， 也是少数几个以煤炭为主要能源的国家 之一， 提高能源利用效率， 调整能源结构， 开发新能源和可再生能源是实现我国经济和社会可 持续发展在能源方面的重要选择。 随着我国能源需求的不断增长， 以及化石能源消耗带来的环境 污染的压力不断加剧， 新能源和可再生能源的开发利用越来越受到国家的重视和社会的关注。二、 实验原理1. 并网逆变器的状态空间及数学模型1.1 主电路拓扑图 1.1 所示为三相并

5、网发电系统的拓扑结构，图中，流母线滤波电容 , 为三相逆变桥的 6 个 IGBT 开关管相桥臂上、下管互锁死区所引起的电压损失， 为滤波电感为直流输入电源 , 为输入直的 为滤波电感的内 内阻和由每、 阻， 、 组成三阶图 1.1 三相并网发电系统拓扑结构图LCL 滤波器1.2 三相并网逆变器 dq 坐标系下数学模型滤波器状态空间模型的具体形式与所选状态变量有关， 为了建立采用 LCL 滤波器的三相 并网逆变器的状态空间数学模型，这里选择 的电感电流 、电容 的电压 。以及并网电 感 上的电流 为状态变量 , 在三相平衡的情况下根据 PARK 变换可得两相同步旋转 dq 坐标 系下的状态方程为

6、 :式中 、 、 、 为三相桥臂电压与电网电压的 dq 分量。根据式（ 1 ）所示的 LCL 滤波器在 dq 坐标系下的数学模型， 旋转 3/2 变换在系统的 d 轴和 q 轴之间引入了强耦合， d 、 q 轴电流除受控制量 均和 影响外， 还受耦合电压 、 、 、 和 耦合电流 、 以及电网电压 、 的影响。如果不对 d 轴和 q 轴进行解耦控 制 ，采用电流闭环控制时 d 轴和 q 轴的电流指令跟踪效果不是很理想。1.3 基于电流双环控制的原理分析基于并网电流单环 PI 控制无法使系统稳定运行 , 采用电感电流 作为内环电流反馈的 电流双环控制对系统稳定性没有明显的改善， 但采用如图 1.

7、3.1 所示的电容电流 作为内环 反馈的双环控制，在选择合适的内外环控制器参数情况下完全能够使系统稳定运行。图 1.3.1 电感电流外环电容电流内环系统框图i2ki 2k i 2kGi (s)Gc(s)G1(s)G2 (s)G3 (s)1 G1 (s)G2 (s) G2 (s)G3 (s) Gc (s)G1 (s)1式中 G1(s)1 ； G2 (s)； Gc (s) K c ；G3 (s)1L1S R1C2 SL2S R2；Gi (s) K p K i 。 S将 图 1.3.1 等效变换为图1.3.2 所示的电流双环控制系统等效图其参考信号为I2*rK c (K p K i / s)I 2*

8、。图 1.3.2中，反馈通道的反馈信号由电容电流I c 和并网电流 I 2及积分量分别乘以K c、K cKp、KiKp3 个常系数的总和形成。如果把电容电流 I c 和并网电流I 2 及其积分量看成系统的3 个状态变量, 则图 1.3.2 是以 I *2r 为输入量以 Kc 、KcKK i K p组成状态反馈增益矩阵的状态反馈控制系统。可以看出，当改变内环控制参数 Kc 时 ，因此导致电流双环控制器无法通过改变 K i 、 K p 、 K c 的数值将系统的闭环极点配置到所希 望的位置上 以满足性能指标要求 , 也是下一步采用高阶极点配置的方法设计电流双环控 制器参数时需要解决的问题 。图 1

9、.3.2 并网逆变器双环控制系统等效框图2. LCL 型滤波器的原理LCL 与 L 不同，它是三阶模型，如果设计不好会影响系统的稳定性，需要分析 LCL 滤波器的整体模型。 参数设计过程中， 除了要满足网侧电流谐波含量标 准外，还要使逆变器侧电流谐波和电容吸收无功功率小。L1i1R1ii 2 R2L2VsiRfVriCf图 2.2.1 单相 LCL 滤波器拓扑结构针对单相 LCL 频率特性进行分析和研究图 2.2.1 所示， Vri i a,b, c 是逆变器侧输出交流电压， Vsi i a, b,c 是电网侧电压， L1 和 L2分别为逆变器侧和电网侧的滤波电感， R1 和 R2 分别为对应

10、电感的等效电阻， C f 是滤波电容， Rd 是电容支路的电阻。相比于 L 滤波器， LCL 滤波器多了 L2 和 C f ，电容支路对高频纹波电流呈现低阻抗通路从而旁路高频电流，电感L2 抑制电流 ii 2 中的高频纹波。逆变器侧和网侧电阻 R1 、 R2 相比于感抗 L1L2 较小，可以忽略。图 2.2.1 进行拉普拉斯变换得到滤波器的结构框图如 2.2.2。图中看出， LCL 滤波器中，逆变器侧电感支路 L1 与网侧电感支路 L2 和电容支路C f 并联电路串联，求出滤波器的传递函数。图 2.2.2 LCL 滤波器的结构框图系统的串联阻抗为 X ：X sL1 X 逆变器侧电流 ii1 为

11、 ii1 VriL2 / C fL1 L2 s3 Rf L1 Rf L2 C f s2 L1 L2 s2L2C f s Rf C f s 1，网侧滤波电感和电容分流关系： XC fRf C f s 12-1 )2-2 )2ii1XC f ii1 L2C f s2 Rf C f s 1 i1 ii1 和公式( 3-2 )带入可以得到网侧电流ii 2 ：VRf C f s 1riRf C f s Vriii 2X L2由逆变器侧电流 V riX L2 C f s2 Rf C f s 1 L1L2C f s3ii 2Rf L1 R f L2 C f s2 L1 L2-3 )由上式可以得出从逆变器侧电

12、压Vri 到网侧电流 ii 2 的传递函数：ii 2G sVriL1L2C f s3 L1 L2 Rf C f s2 L1Rf C f s 1L2 s在电路滤波器设计的过程中， 功率开关元器件的纹波是设计的主要依据2-4 )给定纹波衰减率的条件下，可以由式（ 2-4 ）得出两个电感和电容的约束关系。但是满足上述关系的参数可以是多组的并不唯一这给LCL 滤波器的设计增加了3-4 )难度，需要分析 LCL 滤波器的运行特性，找出电感和电容的约束条件实验设计1. LCL 型滤波器设计1.1 LCL 滤波器参数设计的约束条件（ 1 ）LCL 滤波器的电容 C f 将引起无功功率增加， 从而降低功率因数

13、。 为了保证系统的高功率因数，一般限制电容吸收的无功功率低于额定功率的5% 。（ 2）总电感值要小于 0.1pu ，即 L Lg 0.1 pu ，否则需要较高的直流电压来保 证电流的控制性，这将会增大功率开关的损耗。（ 3 ）为了避免开关频率附近的谐波激发LCL 谐振，谐振频率 f res 应远离开关频率，一般小于 0.5 f res ，但不能过小，否则低次谐波电流将通过 LCL 滤波器得以 放大。一般谐振频率在十倍的基波频率到开关频率的一半之间 10 f fres 0.5 fsw（ 4）需增设阻尼电阻防止谐振，但阻值不能太大，以免带来过多的损耗，从 而降低了效率。1.2 LCL 滤波器参数计

14、算（1）电感 L1 的计算：3-1 )isw sipU 为网侧相电压有效值， i sip 为谐波电流峰值， f sw 为开关频率。（2）总电感值的约束条件：U dc2 4Em2 L2I m w（ 3-2 ）其中 U dc 为直流母线电压， Em 为网侧相电压峰值，I m 为相电流峰值 , 且UdcL dc（3-3 ）8i fsip sw（3）计算电容 C可先确定谐振频率 f r ， 10 f f r 0.5 f sw ，再根据公式：fr 1L1 L21L2C计算得电容 C 的值；也可以取电容消耗的无功功率为总功率的且 z E 2其中 为网侧线电压有效值，5%，利用约束条件： C 5%Cb ，其

15、中 Cbwb 为wzb b ，基波频率。(4) 电容所串电阻 Rd3-5 )1Rd3 2 fr1)有很多的限制条件，满足有功功率和无功的控制要求，总结如下：滤波电容吸收的无功尽量少；2)逆变器侧电流纹波尽量少；3)谐振频率避免与开关频率及其倍数附近重合；4)提高逆变器电压对电网侧电流控制。1.3LCL 滤波器参数设计实例选定直流母线电压 800V ，电网电压 380V/50Hz ，总功率 100kW, 开关频率选定为5kHz, 可得输出相电流峰值为 10A，令 L1 为逆变器侧滤波电感， L2 为网侧滤波 电感， C f 为滤波电容， Rd 为单环控制策略中电容所串电阻。根据前面所述参数计算方

16、法，可得到：总电感约束值：U dcL 0.62mH8i fsip sw22U dc4Em且 L 3.73mH ，2I m0.8又 L12 6 f isw sip所以可取总电感为 3mH ，取 L1 L2 1.2mH1 L1可得谐振频率 : fr 21 LL1, 且 zb E2 ， C 5%Cb ，可得 C f 22uF ，取 20uF 。又由于 Cb 1zb bpL21012HzL1L2C11Rd3Rd3 2 f r 3满足约束条件 : 10 f f res 0.5 f sw进而可得单环控制策略中电容所串电阻2. 双闭环控制系统的设计2.1 网侧电感电流外环控制器的设计下图是基于 LCL 滤波

17、的三相并网逆变器原理图所得系统线性控制模型：图 3.1.1 基于有源阻尼的线性系统控制计算 PI 调节器的参数，根据文献 2 得 LCL 滤波器的传递函数：将逆变器等效为一个小惯性环节F ( s)L1L2Cs1Ts 1sCR d 13 Rd (L1L2 )Cs2( L1L2 ) s123-6)L L C又 1 2 的数值很小，忽略不计，则 F(s) 化简为：F (s)(L11L2 )s3-7 )进而可得被控对象的传递函数：KpwmW1( s)3-8 )( L1 L2 )s(Ts 1)WpiK pi ( s 1)且已知 PI 调节器的传递函数为：其中 =hT整定为 II 型系统后为：K K (

18、sW (s)pwm pi 1)3-9 )(L1 L2 ) s2 (Ts 1)且典型 II 型系统的传递函数为：(3-10 )WII(s)K ( s 1)s2 (Ts 1)h1K L L 其中2h2T 2，选定 h，滤波器参数 1、 C 和 2 的值，K K ppiK i得 即 K p ，且 ，电容所串电阻 Rd 为：即可计算出 K，然后可11Rd3 2 fr以上为理论计算方法， 仿真过程中各参数还需要适当调整， 效果和稳定的电压电流波形。2.2 电容电流内环控制器的设计 由系统线性控制模型可得电容电流内环控制对象传递函数为：Kpwm(Ts 1)( L1Cs2 RCs 1)由于 L1C 的数量级

19、在 10 9 ，忽略不计，控制对象可简化为：Kpwm(Ts 1)(RCs 1)典型 I 型系统为：(3-11 )才能得到较好的滤波Ks(Ts 1)上述控制对象要整定为 I 型系统，可采用 PI 调节器：K p ( 1s 1) 1s且取 1 为 T和 RC 中较大的数，由于 R 5 ，取 3 为 0.0002S ， RCT ，则取 1 =RC ，整定后的 I 型系统为：,C=20uF ，TK pwmKp又KUdcpwmWI (s)1 s(Ts 1)400, 且取 KT=0.5 时超调较小、动态响应较快，计算可得K p的值， K i K2.3 控制器参数计算根据 2.1 节，可得整定后的并网电感电

20、流外环传函为：1)K K ( spwm piW( s)(L1 L2 ) s2 (Ts 1)且典型 II 型系统为：其中 Kh12WII ( s)K s 1 s2 (Ts 1)2 ，由于开关频率为 5KHz ，则 T=0.0002s ，又取 h=5 时，动态响应此时：K3 106可得：K pi0.2635 ，即：K p0.2635 ，又K iK p ，可得：Ki27.12 。适中，2h TL1L2 1.2mHKUpwm dc 4002根据 2.2 节，计算得电容电流内环的 PI 调节器的参数：K p 0.21K i35四、 实验仿真及分析为了验证本文所叙述的 LCL 滤波器参数的设计方法及所采用

21、的电流双环控 制策略的可靠性， 以及系统是否能达到所要求的稳定性， 第三章中的系统设计了 Matlab仿 真，根据上文中计算所得各参数，取滤波L1电感L2 1.2mH ，滤波电容 C f 20uF ，电容所串电阻 R 3 ，并网电感电流外环 PI 调节器参数为 dK p 0.2635 , ，滤波电容电流内环 PI 调节器参数为 K p 0.21 ，K i 27.12 K i 35 下图是基于 LCL 滤波器的光伏三相并网逆变器双环控制仿真电路：图 4.1 基于 LCL 滤波器的光伏三相并网逆变器双环控制仿真电路1）有功功率和无功功率波形图 4.2 有功和无功功率波形由图 4.2 可知，系统的无

22、功功率为0，有功功率稳定在 8000W ，小于 8000W是因为存在有功功率损耗2 ）电网电压波形图 4.3 电网电压波形由于都是三相并网，且电压、频率相同，电压是已确定的，所以仿真所得电压波形如上图所示，仿真中设置 A 相初相位为 0， B、C 两相一次相差 1203 ）逆变器输出电压电流波形图 4.4 逆变器输出电压电流波形由图 4.4 可知 , 电压电流同频同相 , 实现了单位功率因数并网4 ）并网电流仿真波形a）逆变器侧的滤波电感 L1 上的电流 iL 1 波形（ b）逆变器侧的滤波电感 L2 上的电流 iL 2 波形图 4.5 基于 LCL 型滤波器的逆变器并网电流波形并网电流仿真波

23、形如图 4.5 所示，上半部分为逆变器侧的滤波电感L1 上的电流 iL 1 ，下半部分则为网侧电感 L2 上的电流 i L 2 。从这并网电流仿真波形中我们可 以看到，逆变器侧电感电流纹波比网测电感电流纹波粗， 这是由于网测电感电流 是经过了 L1 和 L2 两个电感的滤波而得到的，逆变器侧电感电流只经过了一个电感 L1 的滤波，这样网测电感电流中的谐波含量就比逆变器侧电感电流的谐波含量 低， L2 的波形自然就比 L1 的波形细。同时也验证了 LCL 型滤波器的滤波效果比 单一电感的滤波效果好这一观点。（ 5 ）输出电流波形图 4.6 基于有源阻尼控制策略的仿真电流通过以上波形，可以看出基于 LCL 滤波器的光伏三相并网逆变器双环控制策 略所得到的电流波形平滑，谐波成分更少，滤波效果更好。同时对仿真波形进行了傅里叶分析，分析如下图图 4.7 基于有源阻尼控制的仿真电流傅里叶分析通