华南理工大学电力电子技术课程设计报告

1、South China University of Technology电力电子技术课程设计报告正激式直流电源的设计专 业： 电气工程及其自动化班 级：12电气（6）班学 号：2姓 名：林家俊指导老师：王学梅老师华南理工大学电力学院2014年1月12日1. 课题名称与研究现状正激式直流电源的设计。 所谓正激式直流电源 （亦称为正激式开关电源） 只 是开关电源的一种， 按照不同的标准开关电源可以分成不同的种类 : 从工作性质 上分，大体上可分“硬开关”和“软开关”两种，从工作方式上分，又可以分为 正激式、反激式、推挽式，将推挽式加以改进又可分为半桥式和全桥式。正激式 的变压器一次侧与二次侧同名端

2、式一致的， 而反激式的则刚好相反， 而且在具体 的功能上二者也有区别， 正激式变压器只是起到一个能量的传递作用， 而反激式 变压器则还要暂时的储存能量起到一个电感的作用， 因为由于变压器电感的极性 的不同，反激式变压器一次侧与二次侧是不会同时导通的， 但正激式和反激式变 压器基本上都是一个输入端与反馈绕组共同构成一次侧，而输出端则只有一组， 推挽式的变压器则相当于两个反相位工作的正激式变压器的组合， 其有两个输入 端两个输出端。 一般来说正激式的输出功率要高一些， 成本也相应的高一些， 而 反激式易于实现，但是功率比较小，成本也低一些，推挽式的电路比较复杂，输 出功率范围比较广。由于反激式开关

3、电源中的开关变压器起到储能电感的作用， 因此反激式开关变压器类似于电感的设计， 但需注意防止磁饱和的问题。 反激式 在20100W的小功率开关电源方面比较有优势，因其电路简单，控制也比较 容易。而正激式开关电源中的高频变压器只起到传输能量的作用， 其开关变压器 可按正常的变压器设计方法，但需考虑磁复位、同步整流等问题。正激式适合 50250W 之低压、大电流的开关电源。这是二者的重要区别！电源是各种电子 设备必不可少的组成部分， 其性能的优劣直接与电子设备的性能指标及是否能安 全可靠地工作相关。 开关电源具有小型轻量同时高效率等突出的优点， 到目前已 经广泛用于各种电子电器设备， 特别是计算机

4、和通信设备， 包括移动终端和消费 类电子产品， 可以说无所不在， 不可或缺。 开关电源是一种利用现代电力电子技 术，控制开关管开通与关断的时间比率， 维持稳定输出电压或电流的电路， 其一 般由脉冲宽度调制与控制芯片和开关管（IGBT、BJT、MOSFET等）构成。由于 这种PWM型的开关电源在使用和设计的时候比线性电源具有更高的效率和灵活 性，所以可以在各种便携式产品， 航空和自动化产品， 仪器与仪表中发现它们的 存在。开关电源如今已经发展到第 5代。上世纪 60 年代初开发的是第一代开关电源，那时线性电源刚刚开始向开关电源发展，开关频率低，成本高，使用范围受 到很大限制，仅使用在军事、航天等

5、少数高科技领域。第二代无工频变压器的开 关电源在70年代末开始研制，但是受当时技术条件的限制，生产的电源产品因 为效率较低、频率低、电路复杂度较高，调试难度大，不易推广使用等一系列的 问题让其应用范围受到较大限制，所以第三代开关电源的研发势在必行。它诞生 于80年代初期，电力电子技术的成熟以及功率半导体技术和控制技术的发展使 得多种型号的中小功率高频开关电源的研发成为可能， 并被应用于计算机、电视、 通信、移动等产品领域，取得了比较丰硕的成果。在此时期内，IC技术与电源技术和自动控制技术互相融合，开发出各种开关电源专用芯片，这种新型节能电 源得到了极大发展。目前，电源的开关频率已从20千赫兹提

6、高到了几百千赫兹甚至更高。90年代中期开始研制第四代开关电源，开关电源在设计时将要考虑 EMC（电磁兼容），PFC（功率因素校正）等其他方面较高的技术要求。同时开关 电源使用的电子元器件也获得较快发展。 瞬态电压抑制器（TVS）、压敏电阻器（如 TL431）、电磁干扰滤波器（EMI Filter）、非晶合金制造的磁珠（magnetic bead）等 一大批新器件、新材料正被广泛采用。高频化和模块化是开关电源在未来主要发展的两个方向，高频化使其不断小型化成为可能，进而可推动高性能的开关电源的应用范围不断扩展，尤其是在高新电子技术领域。面临着原油价格的不断上涨和其他能源的紧缺，高性能的开关 电源在

7、能源和资源的优化使用，效率提升以及保护环境等许多方面意义重大。模 块化是开关电源发展另一个总体趋势， 模块化使电源的设计更加合理，电源的应 用可以更加多样化和更有针对性。同时可以采用模块化的电源构成分布式的电源 系统如冗余电源系统，实现多个电源的并联，扩充容量。2. 课题设计任务，指标内容及要求2.1技术指标正激式开关电源的技术指标项目参数输入电压单相交流220V输入电压变动范围180Vac 240Vac输入频率50Hz输出电压Vo=12V*5A输岀功率60W2.2主要设计内容主电路的详细设计和参数选择；开关器件的选择；驱动电路的设计；脉冲变 压器的设计及选型；控制电路；仿真软件自选；全部元器

8、件型号参数（列表说明）。 2.3特殊要求给出如下仿真波形和结果：1）额定输出下正常运行2） 突加突减额定负载运行（空载一一额定负载一一空载）*可选3. 总体电路的功能框图，基本原理及其说明功能框架原理图上图所示是正激开关电源电路的典型结构， 它主要由整流滤波电路、DC/DC 变换电路、开关占空比控制电路以及取样比较电路等模块构成。前级整流滤波电路用来消除来自电网的干扰， 同时也防止开关电源产生的高 频噪声向电网扩散，并将电网输入电压进行整流滤波，为变换器提供直流电压。 变换器是开关电源的关键部分，它把高频交流电压（开关管的开通与关断形成的 高频交流电压）变换成直流电压，并且起到将输出部分与输入

9、电网隔离的作用。 取样电路和开关占空比控制电路通过检测输出直流电压，并将其与基准电压比较,进行放大，调制振荡器的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的稳定。开关电源的基本工作原理：输入交流电（市电）首先经过整流滤波电路形成 直流VS，该直流电V。再经过通、断状态控制的电子开关电路后，变换成脉冲 状态交流电VO', V0'再经正激变换器构成的整流滤波电路平滑后， 输出直流。显 然，输出直流 V0的大小取决于脉冲状交流电 V0'的有效值大小（成正比），而 V0'的有效值又与开关的导通占空比 D = TON/T （其中T=TON+TOFF）成正比。此外，通过取样比较

10、电路中对输出电压 V0取样，并使之与基准电压 VREF进行 比较，若取样电压高于 VREF,贝吐匕较电路输出Ve减小，取样控制占空比控制 电路，使TON/T下降，从而使V0下降；若取样电压低于VREF,则比较电路输 出Ve增加，使TON/T增加，从而使V0增加，这样就可以使开关电源的输出电 压V0稳定在一个恒定值上。实际电路图4. 经典单端正激变换器的工作原理4.1基本电路正最电踣的理想化誌題+4.2基本工作原理正激电路的工作过程图2-6中开关S开通后，变压器绕组 W1两端的电压为上正下负，与其耦合的W2绕组两端的电压也是上正下负。因此 VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长；S关

11、断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。变压器的励磁电流经 N3绕组和VD3流回电源，所以S关断后承受的电压为Nius (1 一从N3变压器的磁心复位图中开关S开通后，变压器的激磁电流由零开始，随时间线性的增长，直到 S关断。为防止变压器的激磁电感饱和，必须设法使激磁电流在S关断后到下一次再开通的时间内降回零，这一过程称为变压器的磁心复位。 在正激电路中，变 压器的绕组W3和二极管VD3组成复位电路。工作原理是开关S关断后，变压器励 磁电流通过W3绕组和VD3留回电源，并逐渐线性的下降为零。变压器的磁心复 位时间为Nitrst tonN3如下图所示为磁心复位过程正激式变压器输出电压1）输出滤波

12、电感电流连续的情况下有U oN 2 tonu""N?亍2）输出电感电流不连续时有U。NfUi5功能块及单元电路的设计、计算与说明5.1整流滤波电路的设计与计算图整流滤波电路如图所示，由VD58四个二极管和稳压电容 CI1构成的桥式全波整流电路 将输入的220V，50Hz的交流电转换直流电，稳压电容同时也用来消除来自电网 的干扰，同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散， 并将电网输入电压进 行整流滤波，为变换器提供直流电压。当参数选择恰当时，整流滤波得到的直流 电压为交流电压220V的、2倍，约为311V。由于输入交流电压在180240V之 间波动，则该直流电压将在255

13、340V之间波动。选择电容为250mF时，整流输 出的电压在250V339V间变化，于是，选择电容为 250mF。二极管VD58，稳压电容CI1的耐压值均为350V。5.2正激变换电路的设计工作频率的确定工作频率对电源体积以及特性影响很大，必须很好选择。工作频率高时， 开关变压器和输出滤波器可小型化， 过渡响应速度快。但主开关元件的热损耗增 大、噪声大，而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的 磁芯、还有电路设计等受到限制。这里基本工作频率f 0选200kHz，则1 1T 石五磧=5"式中，T为周期，f 0为基本工作频率。最大导通时间的确定对于正向激励开关电源，D选

14、为40%45%较为适宜。最大导通时间t on maxt ON max=TDmaxDmax是设计电路时的一个重要参数，它对主开关元件、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。此处，选Dmax=45%。由上式，则有t ON max=5 (IS 0.45=2.25 is正向激励开关电源的基本电路结构如下图所示。THfFir zrT1 *O图 正向激励开关电源的基本电路结构523变压器匝比的计算1次级输出电压的计算如下图所示，次级电压V2与电压Vo+Vf+VL的关系可以这样理解：正脉冲电 压V2 与t ON包围的矩形“等积变形”为整个周期T的矩形，则矩形的

15、“纵向的高” 就是Vo+Vf +Vl，即、，Vo Vl Vf T2tON式中，Vf是输出二极管的导通压降，Vl是包含输出扼流圈L2的次级绕组接线压 降。由此可见，下图所示 A面积等于B面积，C是公共面积，因此，真正加在 负载上的输出电压Vo更小。图“等积变形”示意图根据上式，次级最低输出电压V2min为T 12 0.3 0.55=28.44V2.25式中，V取0.5V （肖特基二极管），Vl取0.3V。2 变压器匝比的计算正激式开关电源中的开关变压器只起到传输能量的作用，是真正意义上的变 压器，初、次级绕组的匝比N为根据交流输入电压的变动范围180V240V，则M =250V340V , Vi

16、min =250V，所以有N = 250 8.79V2min 28.44将上述整合，则变压器的匝比 N为NVlm in Dmax=Vo Vl 乂变压器次级输出电压的计算变压器初级的匝数Ni与最大工作磁通密度Bm （高斯）之间的关系为NiVlm intON maxBm S104式中，S为磁芯的有效截面积（mm2），Bm为最大工作磁通密度。根据输出功率与磁芯的尺寸之间关系粗略计算变压器有关参数，磁芯选EI-28,其有效截面积S约为85mm2,磁芯材料相当于TDK的H7C4,最大工作 磁通密度Bm可由下图查出。实际使用时，磁芯温度约为100C，需要确保Bm为线性范围，因此Bm在3000 高斯以下。但

17、正向激励开关电源是单向励磁，设计时需要减小剩磁(利于磁复位)剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。此处，工作频率为200kHz,则剩磁约减为1000高斯，即磁通密度的线性变化范围Bm为2000高斯。根据上式，得NtoNmax104 250 2.25 104 33.1 匝，取整数 33 匝Bm S2000 85因此，变压器次级的匝数N2为2= NJN =33/8.79=3.75匝，取整数 4 匝。当N =Nf 2=33/4=8.25。所以，计算最大占空比Dmax为maxVfVlVIm inN = 12 0.5 0.38 25X 42.4%250也就是说，选定变压器初、次级绕组分别为33和4匝，为了满

18、足最低输入电压时还能保证输出电压正常，开关电源的最大占空比Dmax约为42.4%，开关管的最大导通时间toNmax约为2.11卩。下面有关参数的计算以校正后的Dmax(=42.4%)和t on max ( =2.11讥 同时，计算出输出最低电压Vzmin约为30.3V。变压器次级输出电压的计算1.计算扼流圈的电感量流经输出扼流圈的电流Il如下图所示，则Il为Vf V。 LtON max式中，L为输出扼流圈的电感(yH)这里选Il为输出电流Io (=5A)的10%30%,从扼流圈的外形尺寸、成 本、过程响应等方面考虑，此值比较适宜。因此，按lL为I。的20%进行计算。I l= I o 0.2=5

19、 0.2=1A由上式求得28.40.5 12L=2.11 34.5 yH1如此，采用电感量为34.5 yH流过平均电流为5A的扼流圈。若把变压器次级的输出电压与电流波形合并在一起，如图所示。在toN期间，V2为幅度30.3V的正脉冲，VD1导通期间扼流圈电流线性上升，电感励磁、磁通 量增大；在toFF期间，V2为幅度V1/N的负脉冲，VD1截止、VD2导通，扼流圈 电流线性下降，电感消磁，磁通量减小。输出给负载的平均电流Io为5A。稳态时，扼流圈的磁通增大量等于减小量。2计算输出电容的电容量输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几 mV而确定。输出纹波电压 Ir由Il以及输出电容的等效串联电阻

20、ESR1确定，但输出纹波一般为输出电压的0.3% 0.5%。0.3 0.5Vo=0.3 0.512=36 60mV100Ir = lL ESR由上式求得ESR= = 3660 =36 60mQIl 1即工作频率为200kHz时，需要选用ESR值60mQ以下的电容。适用于高频 可查电容技术资料，例如，用4700卩F/50V的电容，其ESR值为150mQ，可选3 个这样的电容并联。另外，需要注意低温时 ESR值变大。流经电容的纹波电流Ic2rms为l1lC2-=223 讪因此，每一个电容的纹波电流约为 0.09627A，因为这里有3个电容并联ESR，是Equivalent Series Resis

21、tance三个单词的缩写，翻译过来就是 等效串联电阻” ESR的出现导致电 容的行为背离了原始的定义。ESR是等效 串联”电阻，意味着将两个电容串联会增大这个数值，而并联则会减少之。此外，选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、 输出扼流圈的电感量，使电压稳定的环路的增益等，它们可能使电容特性改变。 526恢复电路设计1 计算恢复绕组的匝数恢复电路如图所示。VTi导通期间变压器Ti的磁通量增大，Ti蓄积能量; VTi截止期间释放蓄积的能量，磁通返回到剩磁。电路中Ti上绕有恢复绕组N3，因此VTi截止期间，原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧（Ci暂存）。由于V

22、Ti截止期间，恢复绕组N3两端的自感电压限制为输入电压Vi的数值，惟其如此，VD4才能把存储在N3中的磁 场能转化为电场能反馈到输入侧。这时变压器初级感应电压为N3式中，Vi'是Ni的感应电压，极性为上负下正；Vi是N3的自感电压，极性也 是上负下正（等于电源电压）。若主开关元件的耐压为800V，使用率为85%,即卩V； VImax 800 0.85=680VV 680-340=340V求得N3 Ni V|max=33 340 =33 匝，取整数 33匝。Vi3402 计算主绕组感应电压当Vimax=350V，根据上式，得3334033340V5.2.7计算RCD吸收电路的电阻与电容V

23、Ti导通期间储存在Ti中的能量为Ei =2 2VitoN2Li式中，Li为变压器初级的电感量。VTi截止期间，初级感应电压使 VD3导通，磁场能转化为电场能,Ri上以热量形式消耗掉。Ri中消耗的热量为'2E M T E2 = k因为Ei = E2，联立整理得Vi=R_2LiTV|toN因为输入电压最高Vimax时开关管导通时间toNmin最短，把上式中的Vi换成V Im ax， tON换成t ONmin，加在VTi上的最大峰值电压Vdsp为由此，求得Ri为IVdsp =V Im ax +Vi =V Im axR=2坠VIm axLiTtON min250340又，当输入电压V im a

24、x时，toNmin为tON m in = tON max也=i.9VIm ax式中，初级的电感量Li是未知数，下面求解。Al-Value值由磁芯的产品目录提供。EI(E)-28, H7C4的A1-Value值为5950,2A1 -Value=L1 / N1求得Li为L =5950Ni292910 =5950 3310 6.48mH求得Ri为R1 =26803405. 35510 3510 62 29.4k Q1. 3510 6式中，加在VT1上的最大峰值电压Vdsp取680V。时间常数RG比周期T要大的多，一般取10倍左右，则G=10 T =10&10 624. 61032033pF的

25、选用1. MOSFET的电压峰值根据，计算VT1上的电压峰值Vdsp为VdspR1 = 2丄VIm ax21 L1T1t2lON minVdsp =3401J29.4 31061. 3510 6 650V.26.4810 3510 6实际上，MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压，波形如下 图所示。加在主开关元件上的电压Vds波形主开关元件上的电压与电流波形2. MOSFET的电流及功耗根据变压器安匝相等原理，MOSFET的漏极电流平均值Ids为lds = lO N1=5 0.606AN133根据电感电流的变化量为20%,确定Ids的前峰值Idsl和后峰值Ids2分别为I dsi

26、 = I ds 0.9=0.606 09 0.55AIds2=l ds 1.1=0.606 1.1" 0.67A式中，Ids1、Ids2分别是开关管导通期间前、后沿峰值电流，与电流平均值Ids有10%的差值。VT1的电压和电流波形如下图所示，VT1的总功耗为=丄Pq1=VIm inI ds1 t13Vds( sat)I ds1 Ids 2t2VdspI ds2t36T式中，Vds®t)是MOSFET导通电压，一般为在2V以下。采用功率MOSFET计算功耗时应注意：(1) PN结温度Tj越高，导通电阻Rds越大，Tj超过100C时，Rds 一般为产 品手册中给出值的1.52倍

27、。(2) 功率MOSFET功耗中，由于Rds占的比例比较高，必要时加宽tON进行计算。即在Vimax时，采用toNmin条件，或者如山时，采用toN max条件进行计算。另外，在t°FF期间，由于功率MOSFET的漏极电流极小，其功耗可忽略不计。因为toNmax =2.1卩,S右采用MOSFET产品手册中给出的上升时间，t3采用下降时间。这里，取t1 =0.1 11,S t3 =0.1 U,S则t? =2.1-0.1 -0.1=1.9 is求得Pq1为1FQ1=225 0. 6 0. 131. 70. 60. 71.97200. 70. 165式中，Vds（sat）取 1.7V。结温

28、Tj控制在120C，环境温度最高为50T时，需要的散热器的热阻Rfa为TjmaxTamaxRjcPq1120501.02. 645. 3245C /W由此，需要24.5C /W的散热器，这时，由冷却方式是采用自然风冷还是风 扇强迫风冷来决定散热器的大小。散热器大小与温升一例如下图所示。闻巾 o o o o o 10勺 7 5 9 1 亠二朮B!富lg詐扭當家fcdittA计算条件-车带防憧铝带阳烛铝 J0 帀 20 ?S 功 lt<W）图功耗与温升的关系529恢复二极管的选用恢复二极管选用高压快速二极管，特别注意反向恢复时间要短1. VD3的反向耐压在toN期间VD3反偏，正极相当于接地

29、，加在 VD3上的反向电压等于电源电 压。当输入电压最大时，VD3反偏电压Vrd3 =340Vo2. VD4的反向耐压在toN期间VD4反偏，加在VD4上的反向电压Vrd4为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加，当输入电压最高时，VD4反偏电压Vrd4为N333Vrd4=V|max1 一 =340 1心 780VNi33输出二极管的选用输出二极管选用低压大电流 SBD，特别注意反向恢复时间要短。这是因为 MOSFET通断时，由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性，功耗增大的缘 故。1. 整流二极管VD1的反向耐压在t°FF期间，由于输出滤波电感反激，续流二极管 VD2导通，主绕组N1感

30、应电压V；=330V;次级N2电压加在整流二极管 VD1的两端，因此，VD1的反向 电压Vg1为N24Vrd1=V1- =34041.2VN133实际上，开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。2. 续流二极管VD-的反向耐压在toN期间VD1导通，加在续流二极管 VD-上的反向电压Vg2与变压器次级 绕组电压的最大值V2max相同，即N4V2max =V|m ax =340心 41.2VN133实际上，开关管导通时有几 V浪涌电压叠加在这电压上。加在 VD1、VD2 导通上的电压波形如图所示。整流二极管VD1两端的电压波形续流二极管VD1两端的电压波形图 输出二极管电压波形整流二极管V

31、Di的功耗Pdi为IrtoFFtrrT- OVrdilrr(t)dt续流二极管VD2的功耗Pd2为Pd2 = VflotoFF1垢0Vrd2lrr(t)dt式中，Ir为反向电流，trr为反向恢复时间，均采用产品手册上给出的数值。 有功耗时，输出二极管的电压和电流波形如下图所示。续流二极管VD1两端的电压波形整流二极管VD1两端的电压波形变压器参数的计算MOSFET的漏极电流平均值Ids为就是变压器初级电流的平均值，因此I1为11 =0.606A正激式开关电源初、次级的电流同相，且均为梯形波。根据前述梯形波电流的有 效值的公式i12I1 rms ""31 K K式中，K是梯形

32、波电流的前峰值I1B与后峰值I1P的比值，即K=l1B/l1P本电路Ids1就是 l1B ， lds2 就是I1P，则K = l ds1 / l ds2 =0.9 I1 /1.1 I1 Q 0.82初级电流的有效值Iirms为ID2)0.3842Iirms =1.1 Ids.1 K K2 =1.1 0.606 ：10. 820. 82It 330.377A或用简单公式l1rms= Id, D =0.606. 0. 384 0.376A次级电流的有效值l2rms为1 2 rms = 1 1 rmsn2=0.3763343.102A恢复绕组电流的有效值 gms为N33I3rms=l1rms - =

33、0.3760.376AN3335.3由取样比较电路和开关管控制占空比电路组成的反馈电路的设计反馈电路由取样比较电路和开关管控制占空比电路组成。将其独立设计如下:反馈电路图先假定电路输出电压稳定且为12V，经误差放大器与基准电压 VDC2 （亦为12V）比较计算误差，误差保持放大之后输入到比较器的正极输入端，与三角波V2进行比较，当 V1>V2时，输出 Vkong为+Von,当V1<V2时，输出 Vkong 为-Von,调节好三角波的幅值就可以调整输出Vkong矩形波的占空比，确定好初始的占空比约为45%，三角波的幅值为24V，保持不变。R1与R2的大小暂 时相等（后期加入总系统电路

34、时再调整其放大倍数）。此时，当Vo增大时，V1减小，输出Vkong的占空比变小，导致开关管导通的时间变短，于是，系统输 出电压Vo变小。具体仿真测试的波形图如下。当输入为12V时，波形如下：当输入为18V时，占空比明显变小，波形如下:26当输入为6V时，占空比明显变大，波形如下:VIV10V2Vkcng0.42-qfl70.42+MTime 倒将其反馈电路加入到总系统电路，将输出电压与反馈电路用一个电压控制电 压源器件隔离，设置增益为1。调整误差放大器的电阻并引入电容。R1和R2决 定比例系数K o R2和CI决定积分系数I。控制器是一个比例积分控制器。具体 参数要在调试中确定。积分环节主要用

35、于控制稳态误差。调试时，先去除 C，R1 和R2包括Rd,可先取相等的数值，再由小到大调节 R2的参数，待输出稳定， 再增加电容C,可以消除稳态误差。最终确定的电路图如下：补充：另一种误差放大器特性（极点-零点误差放大器）分析 极点-零点误差放大器如图1所示。图 极点-零点误差放大器极点-零点误差放大器如图所示。当 C5的阻抗&小于R5的阻抗时，主要考 虑R5对增益的影响，增益是水平的，等于 R5/R6o低频时，C5的阻抗远大于R5 的阻抗，电路中电阻R5可以忽略，且增益为Xc5 /R5。该增益随频率的降低，以 20 dB/dec的速度上升，在频率为100Hz处获得较大增益。随着频率升

36、高，增益 在Fz 1/ 2 R5C5处，由-1斜率转折为水平线。在较高频率范围内， C6的阻 抗Xc6比R5的阻抗小，R5在电路中不起作用，因此增益为XC6/R5。从频率Fz到 Fp 1/ 2 R5C6段，增益特性是水平的；在频率 Fp处，增益曲线开始转折， 以-1斜率下降。高频段的低增益可防止高频噪声尖峰传递到输出端。选择 R5 300，R6 0.1，C5 4700uF，C6 470 pF，可得 Fz， Fp，则可得下图011'1l«H2 KM） Hz I kHz 10 kHz KMJ kHz频率图极点-零点误差放大器的幅频特性曲线仿真所得的波形如下：同样满足输出额定负载时

37、为12V，5A。6电路仿真6.1额定负载正常情况下输出电压，电流波形（交流峰为311V）输出电压波形电压波动电流波动输出电流波形由波形图可知，额定负载是输出电压电流稳定在12V, 5A，有微小波动。6.2额定负载输入交流发生正负20V波动情况下输出电压，电流波形（1）交流发生正的20V波动（交流峰值为340V）输出电压波形电压波动电流波动输出电流波形 .讦Bill:>< £“ !* a aw *= “£ini: iii iI1 I11*. Bi «<HI ！ Hif IBti Ai*e0oxo 抽阿a 1Tin» T输出电压波形To斗电

38、压波动IE|rl411 （2）交流发生负的20V波动（交流峰值为250V)输出电流波形电流波动我们可以发现，当输入交流发生正负 20V的波动时，输出电压电流通过负反馈的作用，调节开关管的导通时间，将电路的额定负载输出维持在12V，5A的状态，且其波动微小。系统电路的稳压性能良好！6.3突加突减额定负载运行（空载额定负载空载），电路输出电压，电流波形。由于要突加突减负载，于是在负载处同样的设置一个开关管，由一个频率为50Hz,占空比为0.5的矩形波电压源驱动，可以起到模拟突加突减负载的效果。具体电路图如下：CflJ仿真得到的电压电流波形如下:Vo0.040.000.3S艮12输出电压电流波形图输出电压电流波动我们可以看到，无论是突加还是突减负载，输出电压，电流最终还是稳定在 12V, 5A（负载）/0A （空载）的状态，波形的波动并不是很明显。说明总的电路系 统的稳压能力比较强！7所用的全部元器件型号参数兀器件参数表序号编号规格厂家型号数量类型1VD1、VD2100V/10A松藤MBR101002二极管2VD410A/1000VLGER-61二极管3VD3 VD5-VD8400 V /1 AFASTSTAR1N40045二极管4CO C0_1、C0_24700uF/