3843控制的反激变换器

1、看到一篇文章,220+-20% 输入 整流后为240-360单端反激式电源中产生的反向电动势e=170v则脉冲信号的最大占空比为170/(170+240)=41.5%我记得反激最大占空比不是可以达到100% 吗 ?可是如果用上面的式子是绝对小于1 的请高手指教双管反激占空比可以大于50%,CCM 下可以大于50%但是需要补偿.常规我们说的反激最大也就在47% 左右,不大于50%.Dmax = Vor/(Vor+VDCmin-Vds(ON)其中,Vor为反射电压，80135V,常规下取默认值110V,至于为什么，请看书.自己推导一下变知.VDCmin 指的是母线上最低直流电压,这个只与你的输入交

2、流值有关.Vds(ON) 指的是开关管导通时开关管DS 两端压降,在 10V 以下.与 MOSFET 的 Rds 以及你的负载有关, 负载大的时候, 这个压降会大一些, 轻载的时候小一些.所以, 占空比怎么达到100%呢 ?占空比还与选择开关管的耐压有关,有一些早期的反激电源使用比较低耐压开关管,如 600V 或650V 作为交流220V 输入电源的开关管,也许与当时生产工艺有关,高耐压管子,不易制造,或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性,像这种线路反射电压不能太高,否则为使开关管工作在安全范围内,吸收电路损耗的功率也是相当可观的.实践证明600V 管子反射电压不要大于100V,650V

3、管子反射电压不要大于120V,把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量 . 现在由于MOS 管制造工艺水平的提高,一般反激电源都采用700V 或 750V 甚至 800-900V的开关管.像这种电路,抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些,最大反射电压在150V 比较合适,能够获得较好的综合性能 .PI 公司的 TOP 芯片推荐为135V 采用瞬变电压抑制二极管钳位.但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V 左右.这两种类型各有优缺 点 :第一类:缺点抗过压能力弱,占空比小,变压器初级脉冲电流大.优点:变压器漏感小,电磁辐射低,纹波指标高,开关管损耗小

4、,转换效率不一定比第二类低.第二类:缺点开关管损耗大一些,变压器漏感大一些,纹波差一些.优点:抗过压能力强一些,占空比大 , 变压器损耗低一些, 效率高一些.反激电源的反射电压还与一个参数有关,那就是输出电压,输出电压越低则变压器匝数比越大 ,变压器漏感越大, 开关管承受电压越高,有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大,有可能使吸收回路功率器件永久失效(特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路).在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理,其处理方法有几个:1、 采用大一个功率等级的磁芯降低漏感,这样可提高低压反激电源的转换效率, 降低损耗,减小输出纹波,提高多路输出电源的交差调整率,一般

5、常见于家电用开关电源,如光碟机、DVB 机顶盒等.2、 如果条件不允许加大磁芯, 只能降低反射电压, 减小占空比.降低反射电压可减小漏感但有可能使电源转换效率降低,这两者是一个矛盾,必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点,在变压器替代实验过程中,可以检测变压器原边的反峰电压,尽量降低反峰电压脉冲的宽度,和幅度,可增加变换器的工作安全裕度. 一般反射电压在110V 时比较合适.3、 增强耦合,降低损耗,采用新的技术,和绕线工艺,变压器为满足安全规范会在原边和副边间采取绝缘措施,如垫绝缘胶带、加绝缘端空胶带.这些将影响变压器漏感性能 ,现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法. 或者次级用三重绝缘

6、线绕制,取消初次级间的绝缘物,可以增强耦合,甚至可采用宽铜皮绕制.关于反激电源的占空比,原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5,否则环路不容易补偿 ,有可能不稳定,但有一些例外,如美国 PI 公司推出的TOP 系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下 . 占空比由变压器原副边匝数比确定, 本人对做反激的看法是, 先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值),在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大,开关管损耗降低 .反射电压降低则工作占空比减小,开关管损耗增大.当然这也是有前提条件,当占空比增大则意味着输出二极管导通时间缩短,为保持输出稳定,更多的时候将由输出电容放电电

7、流来保证输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷, 而使其发热加剧, 这在许多条件下是不允许的.占空比增大,改变变压器匝数比,会使变压器漏感加大 ,使其整体性能变,当漏感能量大到一定程度,可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗,时就没有再增大占空比的意义了,甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管.由于漏感大,可能使输出纹波,及其他一些电磁指标变差.当占空比小时开关管通过电流有效值高,变压器初级电流有效值大,降低变换器效率, 但可改善输出电容的工作条件 , 降低发热.在反激变换器中,副边反射电压即反激电压Vor 与输入电压之和不能高过主开关管的耐压,同时还要留有一定的裕量Vspike.反激电压由

8、下式确定:Vf=VMos-VinDCMax-Vspike,Vspike 一般取值 100150V,这是一个余量.反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定.所以确定了反激电压之后,就可以确定原、副边的匝比了.Np/Ns=V or/Vout反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态,根据在稳态下,变压器的磁平衡 , 可以有下式:VinDCMin?DMax=V or?(1-DMax)这三个公式应该表述的很清楚了.这下大家也应该知道了我以前说反射电压一般取值默认110V是怎么来的了.阻断二极管的正向侬黑电压/Z/Z/7I77777777777350 V (700 V)236 V (

9、540 V)516 V (52OV)180 V (440 V)VCLM VCLOVAR =的 V°R (135 V)150 V (375 V)*90 V(240 V)DMAX 三 40%(36%)VCLM = 1 fl xVcLOiiatf (200 V)0V当电网输入电压为lOWllSV.或230VM时的最大占空比开关管截至的时候，副边二极管导通，在副边绕组上的电压反射到原边变压器绕组，因此D脚高压,将是该反射电压 Vor跌价在电网整流滤波后的直流输入电压上，当电网电压上升到最高的时候 ,D的直流电压接近最大值最坏的情况 ，即VDS= VDCMAX+V or.除此之外，截至瞬间的D

10、上，还有一个 尖峰VSPIKE.正如这两张图片中所示一样 .为了不使电压尖峰超出MOSFET额定最小的漏极击穿电压BVDSS,有时候也加一个钳位电路，也就是通常下钳位二极管和阻断反接二极管D, 一般推荐用齐纳二极管取代通常的RC阻容钳位电路，是由于起始瞬间它能够更有效的钳制漏感储能.根据经验，齐纳二极管的钳位电压额定值VCLO,必须比反射 电压VOR大50%,所以齐纳二极管只钳制漏感储能，而不阻碍从原边到副边的开关电流变化.由于漏感和快速形成的副边电流影响，有必要设置的这个边界限制电压值.而不必降低钳位电压，因为部分储存在磁芯中的能量将传送到齐纳管，以免惊人地增大齐纳管的损耗.通常规范钳位齐纳

11、管的额定电压VCLO,是工作在低电流值的室温下.高压齐纳管有较强的正温度系数，并且有纯电阻性能，因此在大电 流和高温条件下，VCLO 会明显增大.实验数据表明,VCLM 高于规范的 VCLO 约 40%.即定义 VCLM = 1.4VCLO 所以选用齐纳二极管的时候就应当作出考虑.另外，串连在齐纳二极管电路的阻断二极管，由于它的正向恢复时间会引起电压尖峰，故增加20V的余量是必须的，所以综合考虑所有因素之后,D最大电压值应该为：VD =VDCMAX+(1.481.5*VOR)+20所以 100、115VAC 电源,VACMAX = 132V,VDCMAX = 187V,选择 350VMOSFE

12、T,得到 90V 钳位齐 纳管电压反射电 压为60V,边界电压17V.同样道理，230VAC的时候，选用700V的MOSFET,同样 道理,得到发射电压135V,留有25V的边界限制电压 值.所以，我说默认下取110V的反射电压 VOR,指的是220VAC输入.另外 ,等你做过项目之后你就会发现,其实 ,确实也不大需要严格推算一个所谓的窗口面积. 为什么 ?因为常规下的电源产品,当然,我要指出是常规的,普通的 ,用的磁心都差不多,材质也相差无几,各个磁心材料的公司都有那么一个表格,某材质,某芯 ,100K 时候大概可以做到什么功率,比如ER28/28,100K下，普通PC40材质，可做到200

13、W.这就够了 .另外 , 算出来的归算出来的,实际中进行调试的时候却是另外一回事情.比如气隙.反激变换需要气隙,气隙需要研磨,你算出的是精确值,但是厂家限于设备,工艺的问题,会有一些差距.但是,气隙本来就很小,1mm 的差 距 ,极有可能使你的调试陷入僵局.因为能量,就存储在气隙之中,大了不好,小了也不行.这个时候,你就会觉得你的计算完全没有用处.漏感 , 是变压器做好的时候就已经确定的.占空比,却是随着系统工作的条件改变的.当你的漏感变化时,我说的变化不是一只变压器,而是同一个产品中,不同批次的变压器,可能由于工艺的问题,设备的问题,漏感各不相同,但是对于任何一只变压器,既然做好了,漏感就是一个定值,一般好的变压器,漏感控制在5%以下.漏感变化的时候,那么,我图中产生的漏感产生的尖峰的值也会变化.所以,根据我前面的描述,一些值也会相应的变化,但是,最大占空比不会相差甚远.至于环路补偿,当你的占空比高于50%的时候就需要补偿了,不然系统会不稳定