经典雷达资料-第6章反射面天线2

1、·201·第6章 反射面天线多反射面天线2631抛物反射面的某些缺点可以通过增加次反射面来克服。附加反射面的外形决定主反射面上的功率将如何分布，并进而提供孔径上的振幅和相位控制。这能够用于产生非常低的漏能，或者产生特定的低副瓣分布。次反射面也可用于把馈源异地使它靠近信号源或接收机。通过合理地选择形状，视在焦距可以被拉长以方便馈源尺寸的选取，这对单脉冲工作有时是必要的。卡塞格伦天线（如图6.21所示）来源于望远镜的设计，是最普通的采用多反射面的天线。馈源照射双曲面子反射面，反射后再照射抛物面主反射面。馈源置于双曲面的一个焦点处，抛物面焦点位于双曲面的另一焦点处。类似的天线是格

2、里哥利天线，它用椭球子反射面取代了双曲面。图6.21 卡塞格伦反射面天线：（a）示意图；（b）几何特性；（c）偏置双反射面以下表达式描述卡塞格伦天线的参数间的关系： （6.17） （6.18） （6.19）式中，双曲面的离心率e由下式给出： （6.20）等效抛物面426概念是一种分析辐射特性的方法，它假设同一馈源照射一个置于子反射面后面的具有同样直径的虚拟反射面。定义等效焦距fe和放大倍数m的方程为 （6.21） （6.22）因此，可以把馈源设计成对较长的焦距在±yr角度范围内形成适当的照射。典型的孔径效率好于50%60%。对称的卡塞格伦天线有较大的孔径遮挡。选择子反射面的直径等于馈

3、源的直径可使遮挡最小26，即 （6.23）式中，k是馈源孔径的直径与有效遮挡的直径之比，一般稍小于。如果系统允许，采用极化扭转反射面和由平行金属线制成的子反射面能够明显地减小遮挡326。由于极化被扭转，子反射面对二次波束是透明的。在双反射面的情况下，通过既对馈源偏置又对子反射面偏置常常能够消除遮挡（如图6.21（c）所示）。由于遮挡和支架以及漏能实际上被消除，使之成为极低副瓣的候选方案32。它与增加馈源方案相结合可用于提供多波束或可控波束33。特殊用途的反射面几种天线偶尔被用于特殊目的。一种是球反射面34，它可以扫描很宽的角度而只带有很小的固定相位误差，即众所周知的球面像差。这种天线的基本原理

4、是，在小区域内从圆心与表面连线的中点看，球的表面近似是抛物面。若沿半径为R/2的圆周移动馈源（这里R是圆形反射面表面的半径），能够使二次波束在反射面尺寸允许的任意角度范围扫描。事实上，若馈源极化倾斜45°，且反射面由平行于极化的导体带条构成，则360°方位扫描可以实现。这时反射波的极化与导体带条呈直角。这种天线被称为半空间球面天线35。若只在方位平面内扫描，反射面的高度维可以是抛物线以实现理想的俯仰聚焦。这是一种环形抛物面天线，已经在固定雷达中得到应用34。6.4 馈源因为大多数雷达系统都工作在微波频率（L波段及以上），反射面天线的馈源常常是某种形式的波导张开型喇叭。在较低

5、频率（L波段及以下）有时采用偶极子馈源，特别是采用偶极子线阵来实现抛物柱面反射面的馈电。某些情形用到的其他类型馈源有波导缝隙、槽线和末端开口波导，但应用最广的还是波导张开型喇叭。抛物反射面（接收方式）将入射平面波转换为中心在焦点的球面波前。因此，如果希望实现有方向性的天线方向图的话，馈源必须是点源辐射器，即它们必须辐射球面波前（发射方式）。馈源必须具有的另一特性是对反射面的适当照射，即以规定的振幅分布、最小漏能和具有最小交叉极化的正确极化方式进行照射。馈源还必须能够提供要求的峰值和平均功率电平，而在任何工作环境下不被击穿。这些都是选择或设计反射面天线的馈源的基本要素。其他因素还包括工作带宽和是

6、单波束、多波束还是单脉冲天线。传播主模TE01模的矩形（锥形）波导喇叭被广泛应用，因为它们可满足高功率和其他要求，虽然在某些情形也使用传播TE11模的圆波导（锥形张开）馈源。这些单模、简单张开的喇叭能满足仅有一种线极化笔形波束天线的需要。当对天线性能提出更高要求，如极化分集、多波束、高效波束或超低副瓣时，馈源相应地将更复杂。对这些天线，会用到分隔形、鳍形、多模和/或波纹喇叭。图6.22示出一些类型的馈源，对它们更详细的介绍参见天线方面的参考资料33637。图6.22 反射面天线的各种馈源 6.5 反射面天线分析在计算天线辐射方向图时，假定反射面远离馈源，使得其入射场具有球形波前。有两种方法可获

7、得反射面天线的辐射场238。第一种方法称为电流分布法，由馈源的一次场在反射面上所感应的电流计算场。第二种方法称为孔径场法，由孔径平面内的场分布获得远场。无论是电流分布还是孔径场分布都由几何光学方法求得。两种方法在极限时有同样的结果。然而，与孔径场法相比，电流分布法能够解释天线表面曲率对副瓣电平和极化的影响。而孔径场法便于近似和估算。孔径场法的另一问题是，它假定来自表面的反射形成平面波前。这对焦点馈电的抛物反射面是正确的，否则不正确。因此，随后的分析更多地采用电流分布法或感应电流法。虽然大多数天线都是互易器件（接收和发射都有同样的方向图）,但是分析常常针对发射情形，即信号从馈源单元出发一直被跟踪

8、到远场。另外，馈源处的极化是最纯的，因此这点的矢量性质知道得最清楚，且在许多教科书中都有论述。随后的分析常常略去教科书中的公式中的常数，因为天线设计师的主要目的是确定主极化和正交极化的天线增益和方向图。因此，设计师通常对从馈源辐射到球面的功率求积分来确定必要的归一化因子。通常选择馈源的磁场H，因为J=n×H，故借助于表面法向矢量n可导出反射面表面电流J。假定主馈源辐射的H场H(u)，垂直于方向单位矢量u（如图6.23所示）。它与馈源的类型，比如说喇叭或者偶极子有关。这一H场被这样归一化，即进入封闭球面的总功率（切向场绝对值的平方）等于1 W。这可以通过数值积分做到，并应尽可能利用对称

9、性以减少计算时间。赋形反射面天线通常用于赋形和分配能量，这使得它比对称抛物反射面要复杂。因此，聚焦的反射抛物将反射聚集于一个公共平面，而赋形反射面则将反射聚集于许多平面。最一般的分析方法是将问题按E场的分段求和处理。这一方法的另一优点是，反射面外形也可以是最普通的。将反射表面分成面积为dA的矩形栅格（如图6.24所示），它们将截获馈源辐射场。于是，表面电流是经微分面积和相位项修正的H场与表面法向矢量n的叉积，即 （6.24）式中，r是馈源到反射表面的距离；k=2p/l为波数。 图6.23 馈源和归一化几何关系 图6.24 反射面几何关系 每个反射面栅格表示一个小的均匀照射区。它既含增益因子，又

10、含按Snell定律的反射方向。反射方向矢量s能够写成 （6.25）每个栅格的微分表面反射受到方向图因子的修正。方向图因子,可用单位矢量s和方向图的方向单位矢量p表示为 （6.26）这一因子将表面电流J修改成在远场区观察并投影到感兴趣方向的形式。在远距离球面上，矢量p垂直于表面。感兴趣的极化在表面处确定两个矢量，它们既垂直于p，又相互垂直，即所考虑的主极化和交叉极化方向。这些单位矢量中，每一个与J的点积都给出主极化和交叉极化方向的场。通过在栅格数和计算每个栅格点的所有参量所需的时间之间取折中求出方向图的解。当所求方向图远离方向图峰值时，必须考虑由计算方法本身产生的人为栅瓣，出现这种情形时栅格密度

11、必须增加。取栅格尺寸为x时，人为栅瓣将出现在满足的角度方向。这一计算工具的使用者常在正交平面内对栅格密度进行折中，以增加感兴趣平面内的计算精度。在一般情况下，计算这类方向图时计算机最耗时的运算是用于长度也就是相位计算中的三角函数（正弦、余弦）和平方根的运算。大量的技术都利用了包含方向图中感兴趣方向上的单位矢量的阵列以及这些方向的极化矢量和对称性，从而使重复计算最少。文献中有许多文章论述了怎样用几何绕射理论（GTD）计算反射面方向图739。运用GTD所遇到问题在于，要把它推广到诸如不规则天线外形的情况中。人们发现，GTD的主要用处是说明天线在后半球的工作情况，但是对许多边缘不规则的天线，需要对天

12、线做令人生畏的复杂描述。这时实现GTD分析常常是不切实际的。有时，对感兴趣的特殊角度可以进行简单的分析。6.6 赋形波束天线旋转的搜索雷达，通常要求天线方向图的方位波束宽度很窄以保证角度分辨力，俯仰方向图被赋形以满足多种需求。当圆极化也是系统要求之一时，赋形反射面几乎总是切合实际的选择，因为圆极化阵列是很昂贵的。典型的距离覆盖要求大致上如图6.25所示。在低仰角，最大作用距离是关键的要求。在探测高度-作用距离限制的交汇点以上，高度成为决定性的因素，从而导致余割平方方向图的形状。在更高的仰角，许多系统使用STC（灵敏度时间控制），这将要求这些角度上的作用图6.25 双程覆盖要求的典型举例距离增加

13、。对近距离小目标，如鸟和昆虫，在较低的仰角能够引起杂波，STC是消除这些不希望的雷达回波的有效方法。通过描绘如图6.26所示的作用距离与仰角关系曲线，考虑到作用距离与方向图振幅成正比，上述双程覆盖要求的举例就可转化成对天线方向图的要求。通过这一简单举例，雷达工程师就可以确定与天线有关的许多系统要求，并讨论如下。图6.26 作用距离与仰角关系举例增益估算为了估算波束赋形要求带来的天线增益，设计师们意识到距离-角度关系图描绘出最小作用距离要求。因此，方向图必须覆盖图中曲线以上的部分，而不必延伸到曲线以下。同时，一个基本要求是，要使进入天线的功率最小而又满足覆盖要求，这只能尽可能做到。第二个要求与转

14、动驱动功率有关，这使天线尺寸受到限制。它将在以后讨论。但是，为了提高增益下列假设是合理的，即假定尺寸这样确定：它使得反射面的一部分被赋形，从而使最终方向图的-3 dB点对准曲线中距离限制段的两个拐角。在余割平方覆盖区和STC覆盖区，存在某些纹波是不可避免的，典型值大约为±1 dB，因此设计曲线不得不抬高1 dB。天线的增益是方向图峰值处的功率密度与同样的功率各向同性辐射时的功率密度之比。对于这里考虑的赋形波束，将方位和俯仰波束形状看做是相互无关的功率方向图，FAZ和FEL。用方位角仰角表示，增益可写为 （6.27）积分能够分别进行。为简化起见，方位功率方向图可近似表示为高斯函数， （

15、6.28）式中，BWAZ为方位半功率波束宽度。该函数的峰值振幅为1，当上下积分限为无穷大时（用正态分布理解）有 （6.29）下面来处理俯仰方向图。图6.26中的振幅方向图必须转化为功率方向图。抛物幂函数是曲线的最低距离限制段中拟合两个拐角的近似。峰值取1以使曲线归一化。同时对覆盖区域重新归一化，并取增量为1 dB，可得到如图6.27所示的曲线，这时积分很容易计算。图6.27 可实现的方向图举例赋形波束天线设计一种成功的赋形波束设计过程是，把偏置抛物反射面各区段结合起来，反射面中每一相连的区段的指向比前一区段的指向稍高。这类设计的例子是图6.14所示的ASR9天线。图6.28示出每一区段的光学投

16、影。可以看出投影错开馈源，遮挡不成为问题。图6.28 赋形波束设计过程天线的二维设计是通过在同一幅图上建立两条曲线来实现的，两条曲线均与总功率的一部分有关。一条曲线是馈源发射到反射面区段的功率与反射面区段的关系，另一条是方向图中的部分功率与仰角的关系，如图6.29所示。从曲线可知，每一个反射面区段所指的方向可以选择。该过程用到计算机迭代，求解时基于假设的初始值。图6.29 反射体-仰角积分的匹配天线尺寸天线的宽度实际上由波束宽度决定。馈源喇叭方向图与空间衰减相结合提供分布渐变，这通常给出约30 dB的副瓣。因此，天线宽度可用下式估算： （6.30）式中，l为波长；BWAZ为方位半功率波束宽度。

17、天线的高度是另一个要考虑的问题。在增益估算一节中，建议将反射面的一个区段或几个区段赋形以覆盖最低的仰角区域。这将使反射面高度最小，但是也导致低仰角区最慢的跌落，这可能对设计师有很大的意义，也可能毫无意义。跌落影响水平线以下的功率，导致地面反射，它会产生波瓣分裂以及距离极限上的过冲。天线高度的估算公式可以从图6.27中所描述的可实现功率方向图FEL(q )导出，即 （6.31）式中，BWEL是俯仰平面中的3 dB波束宽度。精度通过使用计算机计算赋形反射面方向图，在特定的覆盖区域能够达到合理的精度，比如说，±1±2 dB。实践中的某些困难在于，实现期望的馈源喇叭方向图和使馈源支

18、架结构对方向图的影响最小等。尽管已经做过大量的研究，馈源喇叭方向图仍是难以捉摸的，也就是说对具体的应用不得不单独处理。通常的做法是先估算喇叭尺寸，当获得可接受的方向图时，改动馈源尺寸以获得需要的方向图。一个困难的研究领域是馈源喇叭的边缘渐变效应，因为它要求精确控制喇叭方向图在-25-15 dB范围内的水平，这时它具有最陡峭的斜率。赋形波束方向图受反射面边缘绕射的影响是非常严重的，因此，馈源方向图的控制是设计中的主要问题。支撑结构对方向图也有严重的影响。可能需要偏转板和扩散器来使能量的散射偏离馈源或反射面。这些器件的实例可参见ASR9天线照片（如图6.14所示）中支撑反射面和馈源组合的底盘和馈源

19、塔。6.7 设计方面的考虑馈源遮挡4041大多数反射面系统都受到馈源和馈源支架某种程度的遮挡，如果抛物面的顶点处于反射区。所形成的副瓣大小依赖于遮挡面积的平方，因此增加馈源、采用单脉冲馈源和子反射面有很大的影响。除非反射面的电尺寸小，否则在波束方向投影的反射面轮廓之外的任何位置，馈源遮挡一般都可以忽略。因此，常常通过反射面照射沿波束方向的投影来计算馈源上的近似照射强度。馈源及其支架有两种影响：形成阴影或在要求的分布上形成空洞，以及散射被截获的功率。空洞的有效尺寸可以大于遮挡物的投影面积并与极化有关。对于导电的遮挡物，有效尺寸是E面内的实际尺寸，对宽为W高为d的支柱，H面内的有效尺寸近似为。因此

20、，截面积约为0.125l，且平行于E场的支柱的遮挡比垂直于E场的支柱大3倍，对方向图的影响大9倍。空洞对前向方向图的影响能够用无扰动天线方向图减去馈源形状所形成的方向图来估算，如图6.30所示。如果用不同的馈源支架，副瓣峰值取向的改变如图6.31所示。应注意的是，三脚架结构产生的副瓣比四脚架结构产生的要宽，但是峰值低6 dB。图6.30 反射面遮挡的典型影响无遮挡方向图（a）有符号交替的副瓣。每一支柱（b水平的和c垂直的）都贡献一个方向图，沿支杆轴向的方向图较窄。馈源（d）贡献一个与小尺寸相对应的宽方向图。图6.31 馈源支架遮挡副瓣的比较注意：三脚架副瓣比四脚架副瓣低6 dB。天线的绕射副瓣

21、通常是相位交替的副瓣（若主波束相位为0 rad，则与主波束相邻的副瓣是p rad），因此，常常认为，遮挡的影响是一系列高、低、高副瓣。图6.32示出置于圆反射面前面的不同尺寸馈源所期望的电平。图6.32 用-23 dB, -30 dB, -40 dB无扰动副瓣电平（SLL0）估算馈源遮挡馈源的绝大部分散射都返回到反射面。与反射面错开的那部分通常没有意义，因为其增益和副瓣都很低，影响也较小。返回到反射面的那部分则是一个问题，因为它被反射面聚焦成二次波束而叠加到原始波束上。反射波束通常比原始波束宽，形成对频率敏感的第一副瓣，如图6.33所示。图6.33 二次环绕散射常常由馈源边缘引起，使二次方向图变宽可以采用除了偏置反射面之外的一些技术来减小馈源和馈源支架遮挡。支架可以用介质管制作，以改变被截获信号的相位。如果附加延迟的相位总是小于60°，便带来额外的好处，即它将附加一个与副瓣正交的电平，从而只影响零点而不影响峰值。如果延迟大于60°，介质柱的影响将比金属柱更