基于DSP原理的并联型有源滤波器的设计

1、 第一章 绪论 随着社会的发展和科技的进步尤其是电力电子装置的广泛应用，一方面电力系统中的谐波污染随着非线性负载的数量和容量日益增加而日趋严重，另一方面供电方及其电力系统设备、用户及其用电器对电能质量的要求也越来越高，因此对电力系统的谐波污染进行综合治理已成为摆在科技工作者面前的一个具有重要现实意义的研究课题。1.1 谐波的危害 国际上公认的谐波含义为：“谐波是一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率的整数倍”。由于谐波的频率是基波频率的整倍数，也常称之为高次谐波。在国际电工标准(IEC555-2，1982)和国际大电网会议(CIGRE)的文献中定义：“谐波分量为周期量的傅里叶级数中大于1

2、的h次分量”。IEEE标准中 (参见IEEE标准5191981)定义为：“谐波为一周期波或量的正弦波分量，其频率为基波频率的整数倍”。 谐波是由与电力系统相连的各种非线性负载产生的。造成系统正弦波形畸变、产生谐波的设备和负荷称为谐波源。一切非线性的设备和负荷都是谐波源。当电力系统向非线性设备及负荷供电时，这些设备或负荷在传递、变换、吸收系统发电机所供给的基波能量的同时，又把部分基波能量转换为谐波能量，向系统注入大量的高次谐波，使电力系统的正弦波形畸变，电能质量降低，损坏系统设备，威胁电力系统的安全运行，增加电力系统的功率损耗等，给系统带来危害。在大多数情况下，电网中的谐波成分可能不会对电网和电

3、气设备构成严重的威胁，但在一定条件下，谐波成分会严重影响电气装置及联到该装置上的设备的正常运行，甚至会影响电力系统本身的安全稳定运行目前电力系统谐波已成为影响电能质量的公害，其危害主要表现在以下几个方面1： （1）对电力系统的危害 谐波使公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的效率，大量的3次谐波流过中性线时会使线路过热甚至发生火灾。 谐波影响各种电气设备的正常工作。谐波对电机的影响除引起附加损耗外，还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波会使电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短，以至损坏。 谐波会引起公用电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使

4、谐波放大，这使得危害大大增加，甚至引起严重事故。 谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气测量仪表不准确。 （2）谐波对信号系统的影响 谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量；重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。 谐波使重要和敏感的电子设备和自动控制系统工作紊乱。 谐波可以导致电力电子装置自身的控制系统不能正常工作因此，进行电网的谐波补偿既是依法用电的强制要求，也是电网安全经济运行的客观需要，对谐波抑制策略及其相关技术进行研究具有重大的理论意义和实际意义。1.2 谐波的抑制 目前，在电力系统中抑制或减小电力电子装置谐波污染问题主要从两个方面进行：第一方面是从产

5、生谐波的谐波源装置本身入手，在这些装置设计时就考虑减小谐波的方法，增加谐波抑制环节，以减小电网的谐波注入量。如增加谐波源整流装置的脉动相数、采用PWM调制技术或软开关技术、采用有源功率因数技术等都可以降低整流装置产生的谐波成分。对谐波源本身进行改造是一种积极有效的谐波消除方法，但它仅仅是对自身性能的改进，无益于已有电网性能的改善。因此，对已投入运行的系统进行谐波抑制，须采用另外一种途径，即加装谐波抑制装置，如无源电力滤波器或有源电力滤波器2。 装设谐波补偿装置的传统方法就是采用LC无源滤波器（PF）。它利用电感、电容元件的谐振特性，在阻抗分流回路中形成低阻抗支路，从而减小流向电网的谐波电流。这

6、种方法既可补偿谐波，又可补偿无功功率，而且结构简单，成本较低，技术成熟，一直被广泛应用。这种方法的主要缺点如下：（1）滤波性能受系统参数的影响较大。系统的结构、工作状态和电源频率漂移都会导致LC滤波器的滤波特性改变，使其难以获得预期的滤波效果。 （2）只能抑制按设计要求规定的谐波成分。单调谐滤波器只能消除特定次数的谐波，高通滤波器只能消除截止频率以上的谐波，有时由于高次谐波成分较多，必须同时加入多个滤波器，使整个滤波装置的成本和体积增加。 （3）不能对谐波实现动态补偿。尤其是对于谐波次数经常变化的负载滤波效果不好。 （4）可能与电力系统发生串并联谐振。造成电压畸变而产生附加的谐波电流流入LC滤

7、波器，使该次谐波分量放大，使电网供电质量下降。 （5）谐波电流增大时，LC滤波器的负担随之加重，可能会引起滤波器的过载，电网中的某次谐波电压可能在 LC网络中产生很大的谐波电流。 （6）滤波要求和无功补偿、调压要求有时难以协调。功能相对来说比较少。 （7）有效材料消耗多，体积比较大。 为了克服无源滤波器的不足，有源电力滤波器（APF）应运而生。APF（包括混合型有源电力滤波器HAPFHybrid Active Power Filter）也是给谐波电流或谐波电压提供一个在谐振频率处等效导纳为无穷大的并联网络或等效阻抗为无穷大的串联网络，但一台APF理论上可以拥有无穷多个谐振频率。APF的基本原理

8、是从补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量。这种滤波器能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响，因而受到广泛的重视。与PF相比，APF具有高度可控性和快速响应性，其具体优点如下3： （1）具有多种补偿功能，不仅能够补偿各次谐波，还可以抑制闪变、补偿无功功率和负序电流等，具有一机多能的特点。 （2）滤波性能不受系统阻抗的影响，即使系统的结构或是运行状态发生了改变，APF的仍然会取得良好滤波性能。 （3）不会与系统阻抗发生串并联谐振，还可以使已装载的PF避免发生谐振。 （4）具有自适应功能，能够迅

9、速对频率和幅值发生变化的谐波进行动态跟踪补偿。 （5）不会因补偿对象电流过大出现过载，由于装置本身能完成输出限制，因此即使谐波含量增大也不会过载，并能正常发挥补偿作用。 （6）具有良好的性价比，用一台装置就能完成多次谐波的治理。 （7）谐波补偿特性不受电网频率变化的影响。 （8）即可对一个谐波源单独补偿，也可以对多个谐波源进行集中补偿。 尽管APF具有无源滤波器所不具备的巨大技术优势，但目前要想在电力系统中完全取代无源滤波器还不太现实。这是因为与无源滤波器相比较，APF的成本较高、对功率半导体器件的要求较高，这也是限制APF推广使用的关键。随着电力电子工业的不断发展，基于瞬时无功功率理论的谐波

10、检测方法的不断完善，以及微机控制技术和数字信号处理技术的不断进步，APF必然会得到广泛的应用 。1.3 谐波的研究现状 电力系统的谐波问题早在20世纪2030年代就引起了德国科学家的注意，Read J. C.在1945年发表的有关变流器谐波的论文是早期有关谐波研究的经典论文。20世纪5060年代，由于高压直流输电技术的发展，对换流器谐波问题的研究有大量文章发表。近年来，由于电力电子技术的发展及其在工业上的广泛应用，各种非线性负荷的大量增加，造成了电力系统中电压、电流波形的严重畸变。电力系统的谐波对电力设备、电力用户和通信线路的有害影响已经十分严重4。 在现代工业企业中，非线性电力负荷在大量增加

11、，电力网中的谐波含量急剧上升，致使供电电压波形发生严重的畸变，影响了电力网和电气设备的安全、经济运行 。如：广西苹果铝厂1996年6月因谐波超标，导致电容器爆炸，损坏高压开关和主变压器，造成大面积停电。湖南涟钢1998年7月，因5次谐波超标，导致豹南山110KV变电站停电16小时。 为了避免谐波的危害，不少国家和国际组织制订了限制用电设备谐波的标准，如被广泛接受的IEEE 519标准和IEC 555-2标准。研究谐波抑制方法既是贯彻执行国家标准，也是改善电网电能质量、提高电网运行效率，维护电气设备的安全稳定运行的电气环境所迫切要求的。因此，谐波抑制技术的研究是当前电工学科研究的热点之一。 早在

12、1971年，H. Sasaki等首次完整地指述了有源电力滤波器的基本原理，但由于当时是采用线性放大的方法产生补偿电流，其损耗大，成本高，因而仅在实验室研究，未能在工业中实用。1976年，L. Gyugyi等人提出了用大功率晶体管PWM逆变器构成的有源电力滤波器，并正式确立了有源滤波的概念，提出了有源滤波器主电路的基本拓扑结构和控制方法。从原理上看，PWM变流器是一种理想的补偿电流发生电路，但是由于当时电力电子技术的发展水平还不高，全控型器件功率小、频率低，因而有源电力滤波器仍局限于实验研究。 1983年，日本长冈科技大学的Akagi H 等人基于pq分解理论，提出了三相电路瞬时无功功率理论，为

13、解决三相电力系统畸变电流的瞬时检测提供了理论依据。与此同时，大功率晶体管（GTR）、大功率可关断晶闸管（GTO）、静电感应晶闸管（SITH）、静电感应晶体管（SIH）、功率场效应管（MOSFET）、场控晶闸管（MCT）及绝缘栅型双极性晶体管（IGBT）等新型快速大容量功率开关器件相继问世；PWM调制技术、微机控制技术、以及数字信号处理技术都取得到了长足的进步。这些都极大地促进了有源电力滤波技术的发展，使有源电力滤波器真正进入了工业实用阶段。 目前在国外，有源电力滤波器作为改善供电质量的一项关键技术，已开始在工业和民用设备上得到广泛使用，并且谐波补偿的次数逐步提高（典型值达25次），单机装置的容

14、量逐步提高（APF的最大容量可达50MVA），其应用领域从补偿用户自身的谐波向改善整个电力系统供电质量的方向发展。 我国在有源电力滤波器的应用研究方面，继日本、美国、德国等之后，得到学术界和企业界的充分重视，并投入了大量的人力和物力，但和电子工业发达的国家相比有一定的差距。到目前为止，我国仅有几台类似产品投入工业试运行，如华北电力试验研究所、冶金部自动化研究院和北京供电公司联合开发、研究的有源高次谐波抑制装置于1992年在北京木材厂中心变电站投入工业运行，该装置采用了三个单相全控桥逆变器（功率开关为GTR），用于低压电网单个谐波源的谐波补偿，装置容量较小。 因此，进一步加强对有源电力滤波器的工

15、作机理、控制方法、系统的稳态和动态特性，以及系统参数的设计等各个方面的研究，推动有源电力滤波器在中、高电压谐波治理工程中的应用，是目前APF需要研究的主要内容。 第二章 有源滤波器的基本原理与拓扑结构 有源滤波器是通过向电网注入一定补偿电流来抵消负载所产生的谐波电流的主动式滤波装置，其应用可克服LC滤波器等传统的谐波抑制方法的缺点，既可补偿非线性负荷产生的高次谐波，又能自动适应电网阻抗和频率的快速变化，并且具有高可控性和快速响应性。2.1 基本原理 图2.1所示为最基本的有源滤波器系统构成的原理图。图中表示交流电源，负载为谐波源。有源滤波器系统由两大部分组成，即指令运算电路和补偿电流发生电路（

16、PWM信号发生电路、逆变器驱动电路和主电路三个部分构成）。其中，指令运算电路的核心是检测出补偿对象中的谐波和无功等电流分量，因此也称之为谐波和无功电流检测电路。补偿电流发生电路的作用是根据检测的谐波电流信号计算产生实际的补偿电流。主电路目前大多采用PWM变流器 5 。 图2.1 并联型有源电力滤波器系统构成 作为主电路的PWM变流器，在产生补偿电流时，主要作为逆变器工作，因此，在本文中称其为逆变器。 图2.1所示有源滤波器的基本工作原理是，检测补偿对象的电压和电流，经运算电路计算得出补偿电流的控制量信号，该信号经补偿电流发生电路放大，得到补偿电流，补偿电流与负载电流中的谐波及无功电流等抵消，最

17、终得到期望的电源电流。例如，当需要滤去负载所产生的谐波电流时，有源滤波器检测出补偿对象负载电流谐波分量,将其反极性后作为补偿电流的控制量信号，由补偿电流发生电路产生补偿电流即与负载电流中的谐波分量大小相等、方向相反，因而两者互相抵消，使得电源电流中只含基波，不含谐波。这样就达到了抑制电源电流中谐波的目的。上述原理可以用如下的一组公式描述： (2.1) 式中 负载电流的基波值。 前面有源电力滤波基本原理介绍的只是有源滤波器中最早的也是最基本的一种，即并联型有源滤波器。有源滤波器经过多年的发展，已派生出了多种类型，为尽量发挥有源滤波器的特长、提高其性能，并尽量减小其容量，出现了串联混合型有源滤波器

18、、并联混合型有源滤波器等。2.2 拓扑结构 最早提出的有源电力滤波器(APF)是单独使用的APF，它存在需要容量大，开关器件的等级高，初期投资大、运行效率低等缺点。为了降低APF中有源装置需要容量，各种各样的混合补偿方案应运而生，如图2.2所示 6 。 图2.2 有源电力滤波器拓扑结构分类 下面，简单的介绍一下串联型，并脸型，混合型有源滤波器的拓扑结构。 （1）并联型并联型有源滤波器主要用于感性电流源型负载的补偿，它也是工业上已投入运行最多的一种方案，但由于电源电压直接加在逆变桥上，因此对开关元件的电压等级要求高；负载谐波电流含量高时要求APF的容量必须很大，同时具备大的补偿容量和宽的补偿频带

19、较困难。图2.3 并联型有源电力滤波器 （2）串联型 这种方式的特点是有源滤波器作为电压源串联在电源和基波源之间，它主要用于消除带电容二极管整流电路等，电压型谐波源负载对系统的影响，以及系统侧电压谐波与电压波动对敏感负载的影响。 图2.4 串联型有源电力滤波器 与并联型APF相比，由于串联型APF中流过的是正常负荷电流，因此损耗较大；此外，串联型APF的投切，故障后的退出及各种保护也较并联APF复杂。因此，目前应用较多的是串联型APF与PF混合使用方式。上图为这种方式的典型系统结构。该方案的特点是谐波基本由PF补偿，而APF作用只是改善PF的滤波特性。 （3）混合型 图2.5 混合型有源电力滤

20、波器 这种混合型APF结合了串联型APF和并联型APF的优点，又称为统一电能质量调节器(UPQC)。混合型APF结构的主要缺点是控制方法复杂，成本较高。2.3 并联型结构的提出2.3.1 并联型有源滤波器的系统构成系统结构如图2.6所示。电源为三相交流电源，非线性负载产生谐波并吸收无功功率。其中isa为电源电流，ila为负载电流，ica为补偿电流。并联型有源电力滤波器主要由两部分组成，即指令电流计算部分和补偿电流发生部分（电流跟踪控制电路、驱动电路、功率主电路）。其中指令电流计算部分是整个并联型有源电力滤波器的核心部分，只有产生正确的指令电流才能达到良好的补偿效果。电流跟踪控制电路、驱动电路、

21、功率主电路的作用是将产生的指令电流转化为实际的补偿电流。 图2.6 并联型有源电力滤波器系统结构图2.3.2 并联有源电力滤波器的工作原理分析假设电源电压为 （2.1）式中，Us电源电压有效值流过负载的非正弦电流可以用傅立叶级数展开表示为 （2.2）式中，负载电流瞬时值 基波电流有效值 n次谐波电流有效值 基波电流瞬时值 谐波电流瞬时值 只进行谐波补偿时，通过电流采样元件得到的负载电流经过计算得到谐波电流，将其作为指令电流，通过控制电路控制逆变器向电网注入补偿电流，使得，便可以补偿负载的高次谐波电流使得电源电流正弦化，大大提高电源的功率因数。若在补偿谐波电流的同时进行无功补偿,可进一步将基波电

22、流分解 （2.3）式中，基波有功电流瞬时值 基波无功电流瞬时值从而补偿电流为 （2.4）第三章 并联型有源电力滤波器的硬件设计 传统的有源电力滤波器采用的是模拟控制系统，它的缺点是电路设计复杂且性能不稳定。有源电力滤波器控制器是整个控制系统的核心部分，它完成的功能包括检测计算，控制算法以及PWM脉宽调制等。单片机在工业控制方面有广泛的应用，所以以往的控制器都是用单片机来实现的，它的优点是稳定性好，缺点是处理速度不够快，控制的实时性不能满足要求。随着控制技术的发展，各种控制算法应运而生，具体而言，在有源电力滤波器控制器的算法中，核心的算法是如何来调制PWM脉冲，来实现逆变电路的稳定快速准确的工作

23、，在硬件上，单片机在PWM调制上不具备优势，必须多片单片机共同来完成，这样会造成硬件结构上的复杂和控制程序上的难度。20世纪60年代以来，随着计算机和信息科学的迅速发展，数字信号处理技术（DSP，Digital Signal Processing）也飞速崛起，近几十年来，数字信号处理已经在通信、自动化等领域得到了极为广泛的发展。这为有源电力滤波器控制器数字化提供了先决条件，从硬件的完备性，数据处理的快速性，还是算法的兼容性上讲，它既发挥了单片机的各种优势，也克服了以前单片机系统的一些客观的弱点。有源电力滤波器的原理图如下图3.1所示 图3.1 有源电力滤波器的硬件原理图图3.1为硬件原理图。系

24、统通过电流传感器检测非线性负载的电流iLa iLb iLc,经电流信号调理后送入DSP TMS 320L F2407A的A/D端口。驱动电路接受来自DSP的PWM信号并经隔离和放大后驱动主电路的开关管，以控制主电路电流跟随指令电流的变化，最终达到实时补偿谐波与无功功率的目的。3.1 基于DSP的控制器系统硬件结构本章中系统控制器采用的是德州公司的TMS320LF2407A(以下简称2407A)数字化DSP控制方案。如图3.2所示，整个控制器包括：处理器模块、A/D采样模块、数据存储器扩展模块、硬件锁相环模块、PWM硬件死区延时模块和通信模块。3.1.1 主处理器模块介绍TI（Texas Ins

25、truments）公司的TMS320LF240X系列DSP控制器是在24X的基础上低功耗改进型，它是为了满足控制应用而设计的。2407A是此系列中的一个分支，通过把一个高性能的DSP内核和微处理器的片内外设集成为一个芯片的方案，2407A成为传统的微控制单元（MCU）和昂贵的多片设计的一种廉价的替代品。每秒3000万条指令（30MIPS）的处理速度，使2407A型DSP控制器可以提供超过传统的16位微控制器和微处理器的能力 7 。图3.2 DSP控制器系统硬件结构 1. 2407A型数字处理器特点 （1）改进哈佛结构 哈佛结构与传统的冯·诺依曼（Von Neuman）结构相比，其主要

26、特点是程序和数据存储具有独立的存储空间，有各自独立的程序总线和数据总线，每个存储器独立编址，独立访问。大大地提高了数据处理能力，非常适合于实时的数字信号处理。TI公司的DSP芯片结构是基本哈佛结构的改进类型，改进之处是在数据总线和程序总线之间进行局部的交叉连接，这一改进允许数据存放在程序存储器中，并被算术运算指令直接使用，增强了芯片的灵活性，只要调度好两个独立的总线就可使处理能力达到最高，以实现全速运行。 （2）流水线操作 与哈佛结构相匹配，DSP芯片指令系统广泛采用流水线操作以减少指令执行时间，增强处理器的处理能力，把指令周期减小到最小值。2407A采用四级流水线深度，也就是说，处理器可以并

27、行处理四条指令，每条指令处于流水线的不同阶段。 （3）专用硬件乘法器 在数据处理中，乘法是其中的重要组成部分。乘法速度越快，DSP处理器的性能越高。在通用的微处理器中，乘法指令是由一系列加法和移位来实现的，故需要许多个指令周期来完成。例如，执行一条字相乘，80C196系列芯片要20个状态周期（如16MHz的晶振，约要2.5S）。相比之下，DSP芯片的特征是有一个专用的硬件乘法器。在TMS320系列中，由于具有专用的硬件乘法器，乘法可在一条指令周期内完成。2407A的一条指令周期为25ns。由此可见，对于运算较复杂的算法，DSP的速度比微处理器快很多。 （4）特殊的DSP指令 DSP芯片为了方便

28、数字信号处理、提高运算速度采用了一套专用的特殊指令系统。MACD指令是专门为数字信号处理中大量使用的乘加运算而设计的与MAC指令类似，在对于片内RAM控制进行操作，且使用的是间接寻址时，MACD首先累加先前乘积，然后把指定的数据空间的值和程序存储空间的值相乘，乘积的结果放在PREG中，并按PM的值指定的操作进行移位，同时把指定数据存储单元的内容拷贝到该数据存储单元的地址加1的单元中，这样就使得最旧的数据被抛弃，最新的值补充到数据缓冲区的底端，使数据一次通过数据缓冲区。 （5）丰富的片内外设 图3.3是2407A的系统配置结构。从图中可以清晰的看出，2407A具有丰富的片上资源：544字

29、5;16位的双口RAM（DARAM），2K字×16位的静态RAM（SARAM），32K字的FLASH，内部锁相环电路PLL，串行外设接口SPI，串行通信接口SCI，看门狗电路，CAN（Controller Area Network）总线控制器模块，内部16通道10位精度的A/D转换电路以及用于PWM脉宽调制的事件管理单元EVA和EVB。图3.3 2407A型DSP系统配置结构 2407A丰富的片内外设单元使得我们控制器的硬件设计变得非常的简单，需要扩展的外围接口电路很少。其中的事件管理单元EVM模块的PWM输出单元特别为逆变桥电路控制设计，使得三相逆变桥的IGBT模块的驱动信号生成变

30、得非常的容易。全比较PWM输出单元有六个输出管脚，两两互补输出，用于对应铜桥臂IGBT控制。 2. 内部锁相环PLL环路滤波电路参数设计 2407A内部的PLL模块使用外部滤波器回路来抑制信号抖动和电磁干扰，使抖动信号和干扰影响最小。内部的PLL时钟模块电路如图3.4所示。滤波器回路的元件为R1，C1和C2，电容C1和C2必须是无极性的。滤波器电路回路连接到2407A芯片的PLLF和PLLF2引脚。在不同的振荡器（XTAL1）频率下的R1，C1和C2推荐值见表3.18。本文中采用的有源晶振值为10MHz，所以查表得到R1，C1和C2参数分别为： ； 图3.4 2407A锁相环时钟模块电路图表3

31、.1 外部滤波器元件参数表XTAL1/CLKIN频率/MHzR1/C1/FC2/F44.73.90.08255.62.70.05666.81.80.03978.21.50.03389.110.0229100.820.01510110.680.015 3. 2407A电源的设计 对于任何一个电气系统来讲，电源是不可或缺的部分。DSP应用电路一般都有+5V和3.3V电源，也就是DSP控制系统一般都是多电源系统。而对于多电源系统，采用的一般策略是将+5V的电源经过DC/CD变换得到其他数量级的电源电压如3.3V、1.8V、2.5V等。首先，+5V电源的得到一般可通过外部开关电源或者交流220V单相电

32、经变压器、桥式整流后再经过电容、电感滤波得到。为得到3.3V的DSP控制电压，本文采用的DC/DC变换芯片为TPS7333Q，它的基本电气参数见表3.2，接线连线见图3.5，其中它的8号引脚可用作DSP的外部复位引脚。图3.5中的电容C1和C2分别用来消除纹波和稳压的作用。 图3.5 DSP控制器电源模块表3.2 TPS7333Q电气参数输入电压/V输出电压/V输出电流/mA工作温度封装形式 5最大值典型值最小值500-40+125DIP，SO3.373.33.233.1.2 采样电路模块的设计 采样电路的设计包括同步信号捕获和外接8通道电流电压采样电路。同步信号捕获单元是为读取母线电压中A相

33、的过零点而设计的，目的是在过零点的时刻发出PWM调制信号，保持补偿谐波电流的相位同步。具体电路如图3.6所示 9 ，采样模块图见附图1 图 3.6 电压过零捕获电路图中入口信号为母线A相电压经过了一级PT之后的标准信号，为100V交流信号，然后经过了电路中的二级PT（电压互感器）转换为5V交流信号，最后经过了型滤波电路，两极稳压管钳住输入运放LM393的电压为-0.7V+0.7V之间，输入电流为零，满足LM393灌电流最大值25nA的技术指标。采样电路是控制器的重要组成部分，其转换精度决定了控制器性能的优劣。虽然2407A内部带有16路10位精度的片上A/D模块，但该模块存在以下缺点：只能接收

34、03.3V的单极性信号输入，对于交流信号需要另外设计限幅抬压电路；同一排序器内各通道串扰严重；10位的转换精度难以满足高性能系统的要求。 本章的硬件设计采用了两片精度更高的14bit的4通道同时采样的MAX125。这款芯片是MAXIM公司生产的高精度型的A/D转换芯片，内部集成了前端采样保持电路（S/H），其输入信号范围±5 V，通道最大承受过压可达±17V，简化了信号调理电路；单路转换时间3s；拥有A、B两组信号输入端，每组四个输入通道。MAXl25可以和DSP并行工作，从而减轻了DSP的工作负担。MAXl25数据、地址线通过总线隔离驱动芯片74HC245与2407A的数

35、据线连接，片选信号通过74HC138译码器得到，启动信号通过硬件倍频电路得到，将在下一节具体介绍硬件倍频电路。 图 3.7 采样模块 3.1.3 硬件倍频电路模块的设计 锁相环（PLL，Phase Locked Loop）电路是用于生成与输入信号相位同步的新的信号电路。本文中设计的是用锁相环元器件使输出信号为输入信号的128倍的倍频电路。具体的功能为利用普通的工频信号50Hz所转换的方波信号，这在3.1.2节中的同步信号捕获中已有介绍，进而将方波信号倍频成6.4KHz的方波信号，以此来启动A/D采样芯片，达到每周波均匀采样128点的要求。 倍频电路的基本工作原理是将输入波形与VCO（Volta

36、ge Controlled Osillator）振荡波形的相位进行比较，使其输入频率与VCO振荡频率同步。如图3.7所示，VCO输出经分频后的信号与输入波形的相位进行比较时，输入频率与分频后的频率为同一频率，即VCO的振荡频率与分频后的频率同步10。图3.8 倍频原理图 在图3.8的倍频电路中包括两个重要的模块，锁相电路PLL和分频器，硬件设计的重点也就是对PLL器件和分频器器件的选择。本文采用的PLL器件型号为CD4046BE，内部由一个VCO和鉴相器组成，只需在外部设计VCO振荡参数R1、R2和环路滤波器参数R3即可。其中R1、R2的参数确定可以图3.8的中曲线图来确定。其中实验测定fmi

37、n=4.47KHz，fMAX/ fMIN =2 。由图中曲线得出R2/ R1=1，即R1=100k。图3.9 R1、R2参数确定曲线 PLL电路最重要的部分为环路滤波器中的低通滤波器的设计，最终是要确定R3、C2的参数值，从结构图中看出，由R3、C2组成的低通滤波器为一阶系统，实际的实验中未能达到良好的效果，使得PLL的频率偏移很严重。使用Multisim数字电子设计仿真系统软件对电路中各参数进行优化得到如下参数：R3=100k，R4=13.7k，C3=33F，C4=4.7F。仿真信号Vin为1V，1KHz方波信号。按此参数设计的环路滤波器传输特性图如图3.10所示。硬件 图3.10 环路滤波

38、器的传输特性3.1.4 串行通信接口电路的设计 在电力有源滤波器控制器的设计中，控制器需要和上位机进行通信，进行数据交换，为此在控制器的设计中增加了通信接口的模块，通信方式采用串行通信。2407A中的通信接口（SCI，Serial Communication Interface）是一个标准的通用异步接收/发送接口，其接收器和发送器均为双缓冲模式，都有自己的使能和中断位，并且可以工作在半双工和全双工模式。所选用的通信标准为RS-232C标准，它是现在应用得最多的一种串行通信标准，除了包括物理指标外，还包括按位串行传送的电气指标。RS-232C的逻辑电平与TTL电平不兼容，为了DSP的TTL电平兼

39、容，必须进行电平转换。美国MAXIM公司生产的MAX232系列RS-232C收发器是目前应用较为普遍的串行口电平转换器件。图3.11为MAX232的典型工作电路，芯片内部包含两个收发器，采用“电荷泵”技术，利用4个外接电容C1 C4（通常取值为0.1F）就可以在单+5V电源供电的条件下，将输入的+5V电压转换为RS-232C输出所需要的±12V电压，在实际应用中，由于器件对电源噪声很敏感，因此必须在电源Vcc之间加一个去耦电容C5（通常取值为0.1F）。图3.11 MAX232典型工作电路3.1.5 脉冲触发电路及IPM模块驱动电路设计 电力有源滤波器控制器的最终输出为PWM脉宽调制

40、信号，主处理器2407A自身的事件管理单元EVB模块可以输出六路PWM信号，为3.3V电平系统，与逆变电路中的IPM（Intelligent Power Module）模块的+15V的接入信号不兼容，所以必须在控制器中加入电平转换模块。另外，IPM模块中的单元同一桥臂IGBT是需要死区时间，至少3s以上的时间，保证IPM模块的正常工作，2407A中的PWM输出是可以通过软件设置死区时间，但是实际系统在上电的一瞬间PWM引脚的状态是不确定的，为了加强系统的稳定性，此控制系统中也集成了硬件死区生成电路。工程应用中，IPM模块需要单独的接入驱动电平信号，实质上是对控制器生成的PWM信号进行放大，而且

41、IPM模块对驱动信号要求很严格，必须将信号转换电路直接焊接在IPM模块上，所以在信号出口一级增加了IPM模块驱动电路设计，系统所采用的两极光电隔离的结构 10 。 死区电路见图3.11所示，时间主要有电阻电容参数配合来决定，由Multisim数字设计系统仿真软件所示电路进行仿真，得到一路PWM死区波形如图3.12所示。实验测得实际死区时间为10s。图3.12死区生成电路原理图光电隔离驱动电路设计用的IPM型号为PM300CLV120智能功率模块，是三菱公司最新的第五代智能模块，具有高集成度，小体积封装，内部集成了6个IGBT单元，每个单元有四个引脚，分别是15V控制电源、电源地、信号输入引脚、

42、故障输出引脚，各个单元的引脚都是相互独立的，不能连结在一起，所以在应用的过程中，都是使用6组独立的电源来控制智能模块。该模块可通过的最大电流为300A，最高阻断电压1200V，最大开关频率可达到20KHz。内部有故障检测电路和保护电路，包括模块过温保护、短路保护、控制欠电压保护。 第四章 并联型有源电力滤波器的软件设计 软件设计是有源电力滤波器控制器的重点和难点。不仅要对硬件电路的接口译码电路熟悉，同时还必须掌握相关的软件设计技术。通常软件设计是先画出软件的整体流程图，然后根据流程图来代码化。然而当所设计的软件程序规模较大、结果比较复杂时，要预先画出一个完整的流程图是十分困难的。有源电力滤波控

43、制器系统软件全部为底层软件模式，因此采用模块式的编程方式。系统整体划分为前台处理程序和后台处理程序。显而易见，前台处理程序是供用户操作的界面平台，它主要功能是监控管理，后台程序主要是由一些中断服务子程序构成。系统的模块化框图如图4.1所示，在图中可以看出监控程序管理整个的系统软件，包括页面操作，启动停止通信操作，控制参数修改，实时波形显示等等 11 。图4.1 系统软件框架结构图4.1 系统软件开发环境及前期数据格式设计 在系统进行软件开发之前，必须对整个系统作规划设计，包括设计所使用的语言，软件的运行环境，系统的数据格式等等，这相当于软件开发的可行性分析。本系统软件设计所用的开发环境为TI

44、DSP2000系列的CCS2.2版本，C语言和汇编语言混合编程。本节将概要介绍DSP软件编程的流程、特点和前期的数据格式设计。4.1.1 DSP开发环境程序开发流程 DSP软件开发流程可以按如下的步骤来进行 12 ： 用汇编语言、C语言或者汇编与C语言的混编来编写程序，然后将它们分别转化成TMS320的汇编语言并送到汇编语言编译器进行编译，生成目标文件，一般为COFF（Common Object File Format）格式，它是一种通用的目标文件格式，也即二进制可执行文件格式。 将目标文件送入链接器进行连接，得到可执行文件。 将可执行文件调入到调试器（包括软件仿真、软件开发系统、评测模块、系

45、统仿真器一般在系统调试中，仿真器是最常用的）进行调试，检查结果运行是否正确。如果正确进入第四步；如果不正确，则返回第一步。 进行代码转换，将代码写进EEPROM并脱离仿真器运行程序，检查结果是否正确，如果不正确，返回第三步，如果正确，进入下一步。 软件测试。如果测试合格则软件调试完毕；不合格就返回第一步。具体的流程图可以用图4.2表示。图4.2 DSP系统软件开发流程图4.1.2 数据格式的设定 2407A型DSP系列属于16位定点微处理器，定点微处理器不能直接处理小数。通常处理小数的方法有三种。 把变量f定义为float类型。C语言中的自动调用运行时函数来处理浮点数运算。在高级语言的层次上，

46、C语言抹平了定点处理器和浮点处理器的差别，用户编程的工作量最少，编译出来的代码也最庞大。Float类型精度最高，运算速度也最慢，一个简单的浮点算法要好多的汇编指令来执行。在实时性要求很高的控制器应用中，此种方式是不可取的。 变量仍定义为整型变量（int和long型），采用放大若干倍数来表示小数，初级的程序员常常这样做，但这是比较僵硬的一个做法。当变量值变动是要对程序进行重新的编写，以防止溢出，这种方式的灵活性欠佳，所以也不在此软件设计的考虑范围之内。 变量仍定义为整型变量类型（int和long型），但是采用定标法来确定小数。整数定标的本质就是通过假定小数点属于哪一位，从而确定小数的精度。常用Q

47、格式来表示数的定标。如图4.3所示，当假定小数点（图中以实心圆点表示）位于第0位的右侧时，为Q0格式，当把小数点定位于第15位的右侧时，即为Q15格式。图4.3 Q0和Q15格式图解 浮点数和定点数之间的转换公式为： 浮点数Xf转换为定点数Xq时， Xq=（int）（Xf×2Q） (4.1) 定点数Xq转换为浮点数Xf时， Xf=（int）（Xq×2Q） (4.2) 通过对上面三种小数数据格式的比较，本系统软件设计中计算部分数据采用Q15格式，它主要的优点是在连续乘法的时候不会导致溢出，这一点在有源电力滤波器控制器的谐波检测和控制算法单元为数据计算提供了良好的支持和编程的灵

48、活性。4.2 PWM发波程序设计 控制器的最终目的是通过2407A计算来发出PWM脉冲，本程序中的PWM脉冲的调制采用较普遍的规则采样法，脉冲的发出时刻配合电压过零中断来实现 13 。 规则采样法的主要原则是这样的，在三角载波的每一周期内的固定时刻，找到正弦调制波上的对应电压值，就用此值对三角载波进行采样，以决定功率开关元件的导通和关断时刻，而不管在采样点上的正弦波与三角波是否相交。这样做虽然会引起一定误差，但是减少了自然采样法的复杂计算，工程实践中还是可行的。如图4.4所示，图中固定在三角载波每一周的负峰值找到正弦调制波上的采样电压值，即图中的E点，采样电压为水平线截得A、B两点，从而确定了

49、脉宽时间。在规则采样法中，每个周期的采样时刻都是确定的，它所产生的PWM脉冲宽度和位置都可以预先计算出来。根据脉冲电压对三角载波的对称性，可得下面的计算公式脉宽时间 (4.3)间隙时间 (4.4)其中为脉宽的调制度，和分别为正弦调制波参考信号与三角载波的峰值。 PWM数据的计算是PWM发波程序的主要任务，按照规则采样法的定义主要计算任务为、的值。在控制器程序的实现中，脉宽计算数据全部采用格式，也即计算值是在-1+1之间变化的，这样可以防止计算过程中乘法的溢出。正弦函数值可以通过预制函数表来完成，也就是查表去函数值，取点数为128点的正弦函数值，采用格式，保证计算过程中的数据格式一致。 4.3式

50、中的值为 图4.4 规则采样法156.25s，即一个工频周期等分成128份之后的时间值，载波的幅值归一化为单位1，在多次谐波复合调制的时候，调制波的幅值有可能超过1，在进行调制之前必须对调制波的幅值也归一化，归一化的过程为逐点找出一个周期128点的最大幅值，然后每个数据相对于最大数据取模的比值，就可以得到调制波幅值的归一化数值，然后根据公式4.3查表正弦函数可以求出的值。计算思路流程见图4.5，程序实现流程见图4.6。 PWM波的生成是借助于2407A内部定时器的比较寄存器的功能来实现的。定时器在连续增/减计数模式下工作，定时器的计数方向仅在计数器的值达到周期寄存器的值时，才从增计数变为减计数

51、，定时器的计数方向仅在计数器的值为0时才从减计数变为增计数。这种模式下工作的定时器，适用于产生对称的PWM波形。见图4.7。波形发生器的状态由以下几种情况决定：·计数操作开始前为0；·保持不变直到第一次比较匹配；·第一次比较匹配时，产生触发；·保持不变直到第二次比较匹配；·第二次比较匹配时，产生触发；·保持不变直到周期结束；·如果没有第二次匹配并且下一周期的新比较值不为0，则在周期结束之后复位为0； 如果比较值在周期开始的时候为0，则周期开始时将输出为1，并且保持不变直到第二次比较匹配发生，如果比较值在周期的后半部分是0，则

52、输出将保持为1直到周期结束。在这种情况下，如果新的比较值仍为0，输出将不会复位为0。这会重复出现占空比从0%到100%的PWM脉冲产生。这样的情况之下，只需要按顺序的将的值转换成计数器的值装载到对应的比较寄存器中，就可以在相应的PWM端口产生波形。图4.5 PWM脉宽数据设计思想图 图4.6 PWM脉宽数据计算程序流程图4.7 连续增/减计数模式下的通用定时器比较PWM输出 4.3 PI控制程序设计 在有源滤波器APF领域中，控制的含义也比传统控制理论意义上的“控制”要广泛得多。APF控制系统的一般结构如图4.8所示，包括检测、参考信号获取、控制量计算、开关模式求取、PWM控制信号产生以及逆变

53、器驱动等环节。本章将着重阐述电流跟踪控制方法的设计，由上图中“控制量计算”和“开关模式求取”两个环节组成 14 。图4.8 APF控制系统的一般结构 流跟踪控制的目标是保证有源滤波器APF能输出期望的电流，而期望电流是实时动态变化的，因而电流跟踪控制方法的优劣取决于控制系统的实时性、动态性能和控制精度，同时还需考虑控制系统输出电流中开关谐波的含量。最基本的线性电流控制方法是将电流的参考值和实际值之间的偏差通过一个比例积分PI调节器校正后与三角波进行调制，产生脉宽调制信号，其原理图如图4.9所示。PI调节器可以认为是传统控制理论中所指的控制器，其目的是为了提高系统的控制性能，实现无差调节，即实现电流跟踪的稳态误差为零。图4.9 基本线性电流控制方法 数字PI控制算法为 (4.5)式中为比例增益，T为采样周期，为积分时间常数，为电流偏差为零时的输出，为PI调解器第n次的输出，为第n次采样的偏差值，。增量式的PI算法的输出与执行机构的变化量相对应，即前后二次采样所计算的位置值之差，根据（4.5）式可得 (4.6) (4.7)式中， 很显然，按增量型PI算法计算只需要保留现时刻以及以前的一个偏差值。初始化程序置初值，由A/D采样中断服务程序对谐波电流进行采样，并根据参数、以及计算。4.4 主程序及中断程序的设计 控制器的程序分为两大部分，主程序和中断程序模块，主程序采