合肥工业大学 电力电子技术第十九讲第五章

1、两组变流器的反并联可逆线路5.4.2 逆变失败与最小逆变角逆变失败与最小逆变角 有源逆变正常运行时，外接的直流电源电压EM与逆变电路输出的平均电压Ud极性相同，通常由于逆变回路的内阻很小，所以外接直流电源电压EM基本由逆变电路的输出平均电压Ud来平衡。 若逆变时出现逆变输出电压减小、变零、甚至与直流电源顺极性串联等情况时，就会造成逆变回路过流，造成器件和变压器损坏。这种情况称为逆变失败，也称逆变颠覆。 造成逆变失败的原因主要在四个方面. 5.4.2 逆变失败与最小逆变角逆变失败与最小逆变角 1）晶闸管本身的原因 晶闸管发生故障，不能正常导通和关断，会造成交流电源电压与直流电动势顺向串联，造成逆

2、变失败。 2）交流电源的原因 交流电源缺相或突然消失，此时交流侧由于失去与直流电动势极性相反的交流电压，使直流电动势通过晶闸管形成电路短路。 3）触发电路的原因 触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，致使晶闸管不能正常换相，使交流电源电压与直流电动势顺向串联，形成短路。5.4.2 逆变失败与最小逆变角逆变失败与最小逆变角图为三相半波有源逆变电路的逆变失败波形a)触发脉冲丢失 b)触发脉冲延迟如图a所示，在t1时刻，触发电路应对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，则VT3导通，VT2关断，实现正常换流。若由于某种原因造成uG3丢失，则VT3无法导通，而VT2继续导通到正半波。到t2

3、时刻，由于此时ubua，VT1虽然有触发脉冲uG1，但承受反压而无法导通。输出电压ud为正值，和直流电动势同极性，造成短路。在图b中，触发电路应在t1时刻对晶闸管VT3提供触发脉冲uG3，但是由于uG3延迟到t2时刻才出现，这时ubuc，VT3承受反压无法导通，VT2继续导通到正半波，同样会造成逆变失败。5.4.2 逆变失败与最小逆变角逆变失败与最小逆变角 图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响4）逆变角太小 以上讨论是在忽略了交流侧电抗的情况下进行的。实际上由于交流侧各相都有电抗存在，如变压器漏抗和线路电抗等，晶闸管的换相不能瞬时完成，若换相的裕量角不足，也会引起换相失败。以三相半波电路

4、来分析重叠角对逆变电路换相的影响。5.4.2 逆变失败与最小逆变角逆变失败与最小逆变角 如图5-29所示，以VT3和VT1的换相过程来分析，当时，经过换相过程后，a相电压仍高于c相电压，所以换相结束时，晶闸管VT3因承受反压而关断。 图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响5.4.2 逆变失败与最小逆变角逆变失败与最小逆变角 若时，从图右下角的波形中可看到，换相尚未结束，电路的工作状态到达自然换相点p点后，c相电压将高于a相电压，该通的晶闸管VT1会关断，而应关断的晶闸管VT3不能关断，当c相电压进入正半周，就会造成两个电源顺向串联，导致逆变失败。 图5-29 交流侧电抗对逆变换相过程的影响

5、5.4.2 逆变失败与最小逆变角逆变失败与最小逆变角 实际工作中逆变时允许采用的最小逆变角应等于min=+ 其中为晶闸管的关断时间tq折合的电角度，tq较大时可达200-300ms，折算到电角度约为4 -5 。 为换相重叠角，其随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。设计变流器时，重叠角可通过查阅相关手册得到。 为安全裕量角，通常取10 ，用于防止触发脉冲的不对称。 min一般取30 -35 。为保证min，还可在触发电路中附加保护环节，保证触发脉冲不进入小于min的区域。 5.5 PWM整流电路 5.5.1 传统整流电路存在的问题传统整流电路存在的问题 由于交流电能大多数来自公共电网，因而整流

6、电路是公共电网与电力电子装置的接口电路，其性能将影响电网的运行和电能质量。在传传统整流电路中，交流输入电压为正弦波，而输入电流却是非正弦波统整流电路中，交流输入电压为正弦波，而输入电流却是非正弦波。如目前应用于微机和家电的小容量开关电源普遍采用不控整流加电容滤波的方案，如图5-30所示，只有整流桥输出电压高于电容电压时，才会有输入电流，交流输入电流非正弦。图5-30 不控整流电容滤波电路和电压、电流波形 5.5 PWM整流电路 5.5.1 传统整流电路存在的问题传统整流电路存在的问题 不控整流的直流输出电压只与交流输入电压有关但不能调控。得到输出可控直流电压的方案之一：相控整流单相相控整流电路

7、输出电压波形脉动很大，需要很大的滤波器才能得到平稳的直流电压输出电压较低时电源功率因数低，交流电源输入电流中仍含有大量的谐波电流（电网电压畸变，危害通信线路等） 功率因数功率因数定义为有功功率P和视在功率S的比值： 正弦电路功率因数是由电压和电流的相位差决定的： 非正弦电路中的情况 有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数仍按上式定义。 设正弦波电压有效值为U，电流有效值为I，基波电流有效值及与电压的相位差分别为I1和1。这时有功功率为： P=UI1cos1cos 5.5 PWM整流电路 SP 功率因数功率因数为： 基波因数基波因数 =I1 / I，即基波电流有效值和总电流

8、有效值之比 位移因数位移因数（基波功率因数）cos 1 整流器输入端功率因数与基波电流的相位移角有关，与谐波电流的大小有关11111coscoscosIIUIUISP 5.5 PWM整流电路 5.5 PWM整流电路 5.5.1 传统整流电路存在的问题传统整流电路存在的问题 不控整流可以做到基波电流与交流电源电压基本相同，但仍含有谐波分量减小电源电流中的谐波电流，提高功率因数的措施：附加无源滤波器（体积重量大难以得到高功率因数，与负载变化及输入电压变化有关）有源功率因数校正器 或高频PWM整流器5.5.1 传统整流电路存在的问题传统整流电路存在的问题 小功率整流电路多采用单相不控整流加一级直流变

9、换电路以实现网侧功率因数校正。因为采用有源（开关）器件，是一种含有源功率因数校正环节的单相整流，简称为有源功率因数校正（APFC）。 其将高频PWM DC/DC变换应用于单相整流，也是一种单相高频PWM整流。缺点是电能单向流动。 PWMPWM整流电路是采用整流电路是采用PWMPWM控制方式和全控型器件组成的整流电控制方式和全控型器件组成的整流电路，路，它能在不同程度上解决传统整流电路存在的问题。把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。通过对PWM整流电路进行控制，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，则功率因数近似为1，因此PWMPWM整流电路也称单位功率

10、因数变流器整流电路也称单位功率因数变流器。5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 如图5-31所示，交流输入电压经二极管桥式不控整流后，再经过DCDC变换，通过相应的控制使输入电流平均值自动跟随整流电压基准值，可获得较高的网侧功率因数，并保持输出电压稳定。APFC电路有两个反馈控制环：输入电流环使DCDC变换器输入电流为全波整流波形，并且与全波整流电压波形相位相同；输出电压环DCDC变换器使输出端为一个直流稳压源，达到直流电源的稳压效果。 图5-31 含Boost APFC的PWM整流电路5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 设交流输入电压uS

11、=USmsint，则不控整流桥输出电压ud=|uS|=USm|sint|。当VF导通时，ud通过VF和R5对L储能，C放电维持负载电压uo，假定输出电容C足够大，则负载电压uo近似为一恒定的值Uo。R5为大功率低阻值的高精度取样电阻，用于检测输入电流。在VF导通期间，iL上升；在VF关断期间，iL下降。5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 在Boost APFC条件下，D0必须按正弦绝对值变化，为此控制电路采用SPWM方式，调制信号ugr=Ugm|sint|，如图5-32a所示。图5-32b为对应的VF栅极驱动电压ug的波形，需要注意的是，由于是通过调制VF来实现VD

12、0导通占空比正弦化，故ug是在ucugr时有输出波形。图5-32 含Boost APFC的PWM整流电路在CCM模式下的工作波形1）CCM模式 载波频率fC足够高，保证电感电流iL连续，则udD=(uo- ud)(1-D)式中D为VF导通占空比，则(1-D)为二极管VD0的导通占空比，设为D0，可推导出D0=ud/uo=USm|sint|/Uo (5-6)5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 在控制电路中设置按正弦绝对值规律变化，并且与电路输入电压uS同相位的给定电流iref，并使电感电流iL围绕iref升降，则iL近似地按正弦绝对值脉动，图5-32c为VF的漏源极电

13、压uVF的波形，当uVF =Uo时，VF处于关断状态，电感L释放能量，iL下降；当uVF =0时，VF处于导通状态，电感L储存能量，iL上升。而由于iL=|iS|，可知输入电流iS近似于正弦波，且与uS同相位，如图5-32d所示。图5-32 含Boost APFC的PWM整流电路在CCM模式下的工作波形5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 图5-33 含Boost APFC的PWM整流电路在DCM模式下的工作波形 当电感L较小时，该电路也可按DCM模式工作，即电感电流iL不连续，则iL在每一载波周期Tc中均是零电流开通，在交流输入每半个周期T/2内，控制电路以恒定的载

14、波频率fc和占空比D工作，则每一载波周期Tc中的幅值为iLm： 2）DCM模式|sin|sin|m1cSmc1dLmtItLDTUDTLui 电感电流iL线性上升，iL的幅值与整流电压ud成比例，即iLm以电网频率按正弦规律随时间变化，当t=/2时，iLm有最大值Im。由于iL在一个载波周期Tc中波形为三角形，当载波频率fc足够高时，|sin|sin|22LammLmLatItDIiDiiLa是iL在一个载波周期Tc中的平均值 5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 图5-33 含Boost APFC的PWM整流电路在DCM模式下的工作波形 与CCM模式相比，采用DCM

15、控制模式具有输入电流自动跟踪电压，控制简单；开关管实现零电流开通且不承受二极管的反向恢复电流等优点，但也存在电流峰值高，器件承受较大应力的缺点，适用于功率较小的场合。 2）DCM模式5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 按照上述工作原理，控制电路应能进行电流跟踪以保证输入电流正弦化，同时要能实现输出直流电压uo的调节。 电路中输出电压uo经R3、R4取样，作为电压调节器的反相输入，并经误差放大器放大后，与整流输出电压R1、R2取样后的信号相乘后作为电流调节器的给定值，该给定值幅值可调，波形按正弦绝对值随时间变化，且与整流后的电压波形ud同相位。3) 输出稳压控制方式

16、5.5.2 电压型单相单管电压型单相单管PWM整流电路整流电路 主回路中的R5两端电压ui反映的是电流信号，作为反馈信号连接到电流调节器的反相输入，电流调节器对差值进行PI运算后，形成调制信号连接到SPWM比较器的反相输入，SPWM比较器的同相输入连接高频载波信号uc，其输出通过驱动电路放大后用来驱动VF。 当由于负载变化或输入电压变化导致输出电压uo偏离给定值时，如uo高于给定值时，电压误差放大器的输出下降，导致乘法器输出的基准电流下降，则电流调节器的输出减小，导致占空比D缩短，VF导通时间缩短，从而使输出电压uo下降，实现直流输出的自动稳压。 3) 输出稳压控制方式 5.5.3 电压型桥式

17、电压型桥式PWM整流电路整流电路 根据负载的性质和要求，PWM整流电路可工作于单象限也可工作于多象限。上面介绍的APFC整流电路属于单象限电路，其电能流传方向只从电网到负载；而下面介绍的多象限电路（含电流或电压双象限）是双向电路，即电能可在电网与负载间双向流动。 电压型单相桥式PWM整流电路最早用于交流机车传动系统，为间接式变频电源提供直流中间环节，由于它能使网侧电流接近正弦波，保持网侧基波功率因数为1，因而可显著提高电网运行质量。 5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 图5-34 电压型单相桥式PWM整流电路 单相电压型桥式PWM整流电路如图5-34所示，每个桥臂由一个全控

18、器件和反并联的整流二极管组成，L为交流侧附加的电抗器，在PWM整流电路中是一个重要的元件，起平衡电压、支撑无功功率和储存能量的作用。 除必须具有输入电感外，PWM整流器的电路结构和逆变器是一样的。PWM整流电路基本特征整流电路基本特征能量可双向流动功率因数可控直流侧电压稳压5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路两直流电源相连电能传递情况图a中E1E2， 电流从E1流向E2。E1发出功率P1=E1*I，E2接受功率P2=E2*I，电阻消耗的功率为PR=(E1-E2)*I。图b为E2E1，则电流反向，此时E1接受功率，E2发出功率。REEI21两交流电源相连电能传递情况5.5.3

19、电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 图5-34 电压型单相桥式PWM整流电路 按照正弦信号波和三角波相比较的方法对图中的V1-V4进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端ab产生一个SPWM波uab，uab中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。 5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 图5-34 电压型单相桥式PWM整流电路ab.s.s.L.UUILjUuab与电网的正弦电压us共同作用于输入电感L上，产生正弦输入电流is。us一定时，is幅值和相位仅由uab中基波幅值及其与us的相位差决定，通过控制整流器

20、交流侧的电压uab的幅值和相位，就可获得所需大小和相位的输入电流is。L在电路中承担了平衡电压的作用，其两端电压 uL=Ldis/dt=us-uab 则有 b： 超前 相角d ， 和 反相，逆变状态，说明PWM整流电路可实现能量正反两个方向的流动。 c： 滞后 相角d， 超前 90，电路向交流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生器（Static Var GeneratorSVG） d：通过对 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滞后任一角度 UABsUIssUUABsUIssUUABsUIssUUABIssUa)b)c)d)d图6-29UsULURUABIsdUsURUABIsULdUs

21、URUABIsULdUsURUABIsULa： 滞后 相角d ， 和 同相，整流状态，功率因数为1。PWM整流电路最基本的工作状态5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路负载usLisV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+udC 不考虑换相过程，在任一时刻，单相电压型PWM整流电路的四个桥臂应有两个桥臂导通，当然为避免输出短路，1、2桥臂不允许同时导通，3、4桥臂不允许同时导通。则有四种工作方式，根据交流侧电流的方向，每种工作方式有两种工作状态：方式1：1、4号桥臂导通；电流为正时，VD1和VD4导通；电流为负时，V1和V4通。方式2：2、3号桥臂导通；电流为正时，V2和

22、V3导通；电流为负时，VD2和VD3通。方式3：1、3号桥臂导通；电流为正时，VD1和V3导通；电流为负时，V1和VD3通。方式4：2、4号桥臂导通；电流为正时，V2和VD4导通；电流为负时，VD2和V4通。在方式3和方式4中，交流电源被短路，依靠交流侧电感限制电流。在方式1和方式2中，由于电流方向能够改变，在不改变反电势极性的情况下，交流侧与直流侧可进行双向能量交换。5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路在电源us位于正半周时，各模式工作情况如下：方式1：1、4号桥臂导通；电流为正时，VD1和VD4导通，交流电源输出能量，直流侧吸收能量，电路处于整流状态；电流为负时，V1和V

23、4导通；交流电源吸收能量，直流侧释放能量，处于能量反馈状态。 dssuudtdiL5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路方式2：2、3号桥臂导通；电流为正时，V2和V3导通，交流电源和直流侧都输出能量，L储能；电流为负时，VD2和VD3导通，交流电源和直流侧都吸收能量，L释放能量。dssuudtdiL5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路方式3：直流侧与交流侧无能量交换，电源被短接。电流为正时，VD1和V3导通，L储能；电流为负时，V1和VD3导通，L释放能量。ssudtdiL5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路方式4：直流侧与交流侧无能量交换

24、，电源被短接。电流为正时，V2和VD4导通，L储能；电流为负时，VD2和V4导通，L释放能量。 ssudtdiL5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 在方式3和方式4中，交流电源被短路，依靠交流侧电感限制电流。在方式1和方式2中，由于电流方向能够改变，交流侧与直流侧可进行双向能量交换。 按同样方法可分析us位于负半周时各模式的工作情况。采用脉宽调制方式，通过选择适当的工作模式和工作的时间间隔，交流侧的电流可以按规定的目标增大、减小和改变方向，从而可以控制交流侧电流的幅值和相位，并使波形接近于正弦波。 5.5.3 电压型桥式

25、电压型桥式PWM整流电路整流电路 图5-38 三相电压型PWM整流电路5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 与单相桥式PWM整流电路相比，图5-38所示的三相桥式PWM整流电路，应用更为广泛。其工作原理与单相桥式PWM整流电路相似，差异在于对于单相桥式PWM整流电路，是对两相桥臂施加幅值、频率相等，相位相差180的正弦波调制信号，而三相桥式PWM整流电路需对三相桥臂施加幅值、频率相等，相位相差120的正弦波调制信号。 由于每相桥臂有两种开关模式，即上桥臂导通或下桥臂导通，故三相桥式PWM整流电路共有23=8种开关模式，用1表示上桥臂功率管或反并联的二极管导通，0表示下桥臂功率

26、管或反并联的二极管导通，则三相桥式PWM整流电路的开关模式如表5-17所示。5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 表5-17 三相桥式PWM整流电路开关模式开关模式12345678导通器件V1或VD1V6或VD6V2或VD2V4或VD4V3或VD3V2或VD2V1或VD1V3或VD3V2或VD2V4或VD4V6或VD6V5或VD5V1或VD1V6或VD6V5或VD5V4或VD4V3或VD3V5或VD5V1或VD1V3或VD3V5或VD5V4或VD4V6或VD6V2或VD2开关函数0010100111001011101110005.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流

27、电路 1）模式1：VD1、VD6和V2导通，电网通过VD1和VD6向负载供电；桥侧线电压ubc=0，bc两相沿Lb和Lc短路并按图示的电流方向流过内部环流。三相桥式PWM整流电路的运行方式较单相桥式PWM整流电路复杂，图5-39为三相网侧电流ia0、ib0时对应的8种开关模式的运行方式。5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 2）模式2：V4、V3和V2导通，直流侧电容C通过V3、V4和V2向电网输出能量。ia0、ib05.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 3）模式3：VD1、V3和V2导通，直流侧电容C通过V3、V2向电网输出能量；桥侧线电压uab=0，ab

28、两相沿La和Lb短路并按图示的电流方向流过内部环流。ia0、ib05.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 4）模式4：V4、VD6和VD5导通，电网通过VD5和VD6向负载供电；桥侧线电压uab=0，ab两相沿La和Lb短路并按图示的电流方向流过内部环流。ia0、ib05.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 5）模式5：VD1、VD6和VD5导通，电网通过VD1、VD5和VD6向负载供电。ia0、ib05.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 6）模式6：V4、V3和VD5导通，直流侧电容C通过V3、V4向电网输出能量；桥侧线电压ubc=0，bc两

29、相沿Lb和Lc短路并按图示的电流方向流过内部环流。ia0、ib05.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 7）模式7：VD1、V3和VD5导通，各相电网电压经输入电感通过每相上桥臂短路，uab=ubc=uca=0，La、Lb和Lc按图示的电流方向流过内部环流；整流桥与负载脱离，负载电流由C放电来维持。ia0、ib05.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 8）模式8：V4、VD6和V2导通，各相电网电压经输入电感通过每相下桥臂短路，uab=ubc=uca=0，La、Lb和Lc按图示的电流方向流过内部环流；整流桥与负载脱离，负载电流由C放电来维持。ia0、ib05.5

30、.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 对对PWM整流电路工作原理的进一步说明整流电路工作原理的进一步说明 整流状态下整流状态下uus 0时时，（V2、VD4、VD1、L）和（V3、VD1、VD4、L）分别组成两个升压斩波电路，以（V2、VD4、VD1、L）为例uV2通时，us通过V2、VD4向L储能uV2关断时，L中的储能通过VD1、VD4向C充电 us 0时时，（V1、VD3、VD2、L）和（V4、VD2、VD3、L）分别组成两个升压斩波电路负载usLisV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+udC5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路 由于是按升压斩波电

31、路工作，如控制不当，直流侧电容电压可能比交流电压峰值高出许多倍，对器件形成威胁 另一方面，如直流侧电压过低，例如低于us的峰值，则uAB中就得不到所需的足够高的基波电压幅值，或uAB中含有较大的低次谐波，这样就不能按需要控制is，is波形会畸变 可见，电压型PWM整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高调节，如要向低调节就会使性能恶化，以至不能工作5.5.3 电压型桥式电压型桥式PWM整流电路整流电路三相电压型PWM整流电路对于正弦波调制的三相PWM逆变电路来说，当调制度为1时，输出相电压的基波幅值为Ud/2，故三相电压型PWM整流电路的直流电压应大于相电压峰值的2倍。PWM整流电路的控制方法整流