便携式电子设备电源管理芯片研究

1、 毕业设计（论文）说明书I装订线毕业设计(论文)任务书课题名称便携式电子设备电源管理芯片的研究系 别自动化专业班级 姓 名学 号毕业设计（论文）的主要内容及要求: :1 意义、目的意义、目的：对便携式电子设备的电源管理芯片进行研究，为便携式电子设备的电源系统的设计与应用提供参考。2 主要内容主要内容：文献综述、进行方案比较、了解应用软件及编程设计过程、具体硬件设计、仿真数据整理与结果分析、撰写毕业设计（论文）与翻译、答辩3 要求要求：计对便携式电子设备的电源管理芯片的硬件部分进行设计，在系统中研究电源管理芯片构成与系统应用等技术。侧重于系统的硬件设计实现。8 篇以上参考文献，英文资料不少于 2

2、篇，并且将其中的 1 篇翻译成中文，5000 字以上。论文正文 30-60 页。指导教师签字： 日期： 年 月 日 毕业设计（论文）说明书II装订线摘要 本文针对便携式电子设备电源管理芯片做了研究和设计。首先，介绍了三种实现 将电池电量或其他电能转换成恒定电压或恒定电流输出的方法：DC-DC 转换器、电荷泵电压变换器、LDO 线性稳压器，并且做了对比研究。然后，重点研究 LDO 线性稳压器。先对 LDO 进行了基础理论研究，分析了频率补偿、压差、瞬态响应、线性调整率、负载调整率等各项关键性能指标。在此基础上，提出了一种增益高，并增加了快速反馈环路的 LDO 线性稳压器。运用 SRE 技术，进一

3、步提高了瞬态响应的性能。最后，对本芯片的高增益误差放大器和快速环路设计以及 SRE 电路做了软件仿真，仿真结果表明，输出电压的线性调整率和负载调整率均得到改善。关键词：双模式 DC-DC 转换器；LDO 线性调整器；平均化建模 毕业设计（论文）说明书III装订线Abstract This paper do the research and design in view of the portable electronic devices power management chips. First, introduced three kinds of realization of the bat

4、tery power or other will transform electrical energy constant voltage or constant current output methods: DC-DC converter, the charge pump voltage converter, LDO linear regulator, and do a comparative study. Then, the paper regard researching LDO linear regulator as the key. First, research the LDO

5、basic theory, analyzes the frequency compensation, differential pressure, transient response, linear adjust rate, load adjusting the key performance index rate, etc. Based on this, puts forward a gain high, and the rapid increase of the feedback loop LDO linear regulators. Use SRE technology, and to

6、 further improve the performance of the transient response. Finally, take the highly Err.amp and fast loop SRE circuit design to the software simulation, the simulation results show that the output voltage of the linear adjustment rate and the load rate adjustment is improved. Keywords ：Dual-mode DC

7、-DC converter；LDO linear regulator；Averaged model 毕业设计（论文）说明书Iv装订线目录1.1. 绪论绪论.1 11.1 课题背景 .11.2 电源管理芯片的发展与研究现状 .31.3 研究内容.41.3.1 DC-DC 转换器的介绍.41.3.2 电荷泵电压变换器的介绍 .41.3.3 针对 LDO 的研究与设计 .41.4 论文组成和安排 .52.2. 便携式电子设备电源管理芯片基础便携式电子设备电源管理芯片基础.6 62.1 DC-DC 转换器基础.62.1.1 降压型 DC-DC 转换器拓扑结构 .72.1.2 DC-DC 转换器的调制方

8、式.102.1.3 DC-DC 转换器的控制环路.102.2 电荷泵电压变换器基础 .122.2.1 电荷泵转换器的工作原理 .142.2.2 电荷泵转换器的基本概念 .162.3 便携式设备用 LDO 基础 .192.3.1 LDO 线性稳压器基础.202.3.2 LDO 基本的频率补偿方法.212.3.3 LDO 的压差.252.3.4 瞬态响应 .262.3.5 负载调整率 .272.3.6 线性调整率 .272.4 小结 .283.3. LDOLDO 线性稳压器的系统设计线性稳压器的系统设计 .31313.1 LDO 线性稳压器的电路设计.333.1.1 误差放大器.333.1.2 短

9、路及电流限制电路 .363.1.3 SRE 电路.383.2 LDO 线性稳压器的仿真.393.3 结论 .424.4.总结总结.4343致谢致谢.4444主要参考文献主要参考文献.4545 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 1 页装订线1. 绪论近年来，手机、笔记本电脑、PDA 等以电池供电的便携式电子产品迅速成为了人们日常生活中不可或缺的部分。这些便携式产品在功能、性能、体积和成本等方面的提高与改进日新月异，这就对依赖电池电源的便携式设备中至关重要的电源管理系统的要求越来越高。优秀的电源管理系统能提高电池供电效率、延长电池供电时间、提高电池使用寿命。本论文的研究目的，即是对便携式电子

10、设备电源管理核心部分电源管理芯片做一个简单的研究与探索。本章将首先介绍论文的课题背景，接着对 DC-DC 转换器，LDO 线性稳压器，电荷泵电压变换器的发展和研究现状做简单概述，并以此引出本文的研究内容；接着给出整片论文的组成结构。1.1 课题背景近几年来，随着诸如手机、数码相机、数字音乐播放器、手持医疗仪器等便携式电子设备的广泛应用，电池与电源管理半导体产品成为半导体领域的市场热点之一，其增长趋势也高于半导体整体市场的发展速度，甚至超过了数字信号处理器(Digital Signal Processor,DSP)和存储器等半导体产品的增长速度。据估计，从2004 年至 2010 年，每年电源销

11、售额以 15%的幅度增长，到 2010 年全球整个电池与电源管理市场达到近 120 亿美元的销售额。中国大陆作为全球最大的芯片消费市场，从 2003 到 2007 年，市场复合增长率达到了 25%，到 2009 年，中国电池与电源管理市场达到了 582.6 亿元1。图 1-1 按应用划分的全球电池与电源管理市场 在应用需求方面，从图 1-1 可看出，以下几个重要领域对电池与电源管理的需求尤甚1： 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 2 页装订线(1)通信领域，尤其是移动通讯目前对电池与电源管理的需求最为强劲；(2)消费类电子产品，如 MP3，MP4、数码相机等，这部分市场份额在逐年递增，甚

12、至有赶超通讯领域的势头；(3)计算机领域，这虽然是传统领域，但近年来随着笔记本电脑市场的快速发展，使得该领域对电池与电源管理的需求日益增强；(4)汽车电子，目前这部分的市场份额虽不及前面三项，但在最近两年，却取得了超过 40%的高增长率，随着混合动力汽车和电动力汽车的兴起，汽车电子类电池与电源管理芯片市场将是发展最快的领域2；(5)工业运用。另一方面，从区域划分来看，亚太地区的需求量一直稳居首位，远高于其他区域。电池与电源管理芯片产品可划分为两大类：(1)管理、保护电池的电池管理类产品，包括电池监测和保护芯片、电池充电器芯片等；(2)将电池电量或其他电能转换成恒定电压或恒定电流输出的电源管理类

13、产品，包括直流-直流转换器(DC-DC Converter )，低压差线性稳压器(Low-dropout Linear Regulator, LDO )、发光二极管(Light-emitting Diode，LED )驱动器、电源管理单元( Power Management Unit，PMU)等。电池管理芯片市场有两大发展潮流，一是由于锂离子电池的应用普及，专门针对锂离子电池的保护芯片具有极高的成长性和市场前景，因此也成为了工业界和学术界的研究热点；二是近年来，随着锂离子电池制造技术的提高和生产成本的下降，多节锂离子电池组已经广泛应用于笔记本电脑、移动通讯基站、电动力汽车等军民领域3，尤其因为

14、大众对电动力汽车的呼声越来越高，使多节锂离子电池组管理芯片的研究和开发成为了必然的流行趋势。从市场的发展来看，单节锂离子电池保护芯片由于技术门槛较低，生产厂商众多，已基本没有利润空间，且发展得亦已较为成熟，因此很多厂商都转向到多节锂离子电池组管理芯片的开发中。在多节锂离子电池组管理芯片的研究中，也存在着诸多难点、诸多挑战，这也正给工业界和学术界提供了重大机遇。 近几年随着电池技术的飞速发展，锂离子电池已不仅应用于只需单节电池的民用便携式电子设备，例如手机，数码相机，MP3 等，还应用在需要多节电池组供电的笔记本电脑、航空航天设备、移动通讯基站、电动力汽车等民用、军事和工业领域。电池保护芯片也从

15、针对单节电池发展到管理多节电池。 总的来说，电池保护芯片的发展方向，是将进一步提高电压检测的精度、降低静态功耗和提高防止误动作的能力。在封装方面，是朝向越来越轻薄短小发展，目 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 3 页装订线前 SON6 封装已逐渐替代 SOT23-6，将来还有 CSP 封装，甚至出现 COB 产品等。在功能方面，根据不同应用而开发出某种单一功能的电池保护芯片，因为可以大大降低成本，也逐渐成为一个发展方向。当然，同电池充电器芯片及稳压器芯片集成在一起是不变的目标和潮流。在电源管理类产品方面，为了应对不同的需求，其产品种类众多。而从市场的发展来看，虽然 LDO 和 DC-DC

16、 转换器是电池与电源管理芯片市场上份额最大的两类产品，但由于参与竞争厂商较多，价格持续下降，而导致发展速度明显放缓3。同时由于手机等便携式产品的大量需求，使得 PMU 和电池管理芯片一起成为了 2007 年中国电池与电源管理芯片市场上增长最快的两种产品。从产品的发展来看，电源管理芯片产品的发展趋势呈现出多样化，包括同时提供多个不同供电电压的趋势、数字电源管理趋势、产品设计周期缩短趋势、产品面积缩小趋势以及低成本趋势等等，然而最值得一提的仍然是集成化趋势。众所周知集成化一直是半导体产品的发展趋势，电源管理芯片也不例外。其中，最为明显的例子就是 PMU 产品，已经在手机等多种产品中广泛应用。PMU

17、 与 LDO 和 DC-DC 这些单一功能产品不同，它可能同时集成多个 LDO。DC-DC 和电池充电器等功能，能够实现多种电源管理。中国目前已经成为全球最大的芯片消费国。中国国内市场庞大，而主导着中国的电池与电源管理市场的却是外国企业，德州仪器(TI） 、国家半导体(NS)和飞兆半导体(Fairchild)在总体市场份额方面处于领先地位，最大的 10 家电池与电源管理芯片供应厂商也都是欧美企业。目前，学术界和工业界正在针对如何提高电池的功率转换效率和利用效率、延长续航时间提高使用寿命，如何进行电池与电源管理系统的体系革新进行富有意义的产品和技术创新。国家十一五规划中，关键专用集成电路研究再次

18、成为了国家战略规划中的技术创新重点。本文正是处于这样的市场和时代背景下，展开了针对便携式电子设备电源管理芯片广泛的研究。1.2 电源管理芯片的发展与研究现状 如果笔记本电脑的大脑是 CPU，那么其心脏和血管便是遍布整个主板、负责将能量输送到大脑及系统其它部分的电源。不同负载需要不同类型的电源。以工作原理来分类，作为电源的稳压器 IC 主要可分为以下三大类：一是线性稳压器，主要是指低压差的 LDO；二是以电感为基础的交换式电源转换器，主要是指 DC-DC 转换器；三是无电感的交换式电源转换器，主要指电荷泵(Charge Pump)电压反转器。它们的共同特点有： （1）稳定性高 笔记本电脑的 CP

19、U 使用率随时都在变化，因此稳压器 IC 的负载变化大。稳压器IC 的输入(例如电池)电压也会变化。通用型稳压器 IC 还可让用户指定输出电压。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 4 页装订线由于便携式设备的可移动性，其工作的环境温度也是变化的。这些都要求稳压器 IC在各种情况下都保持稳定输出而不发生稳定性的问题。频率补偿4是保证稳定性的关键。 （2）负载电流变化大 由于负载电路的工作状态不定，所以稳压器 IC 的输出电流通常会有很大变化，可从空载(无输出电流)到几百毫安，甚至几个安培。 （3）转换效率高便携式设备由电池供电，为提高电池使用寿命，延长续航时间，都要求稳压器IC 具有高转换

20、效率。现在很多 DC-DC 转换器的最高转换效率可以达到 95%以上。而LDO 的转换效率，虽然受输出输入电压比控制，但低静态电流，低压差设计的 LDO也能保证在调制区临界点附近工作时具有足够的转换效率。 （4）输出电压精度高一般输出电压的精度要求为2-4%之间，有不少高精度的稳压器 IC 精度可以达到0.5-1%；输出电压温度系数也要小，一般为0.3-0.5mV/，有一些高性能的稳压器 IC 可达到0.1 mV/的水平；稳压器 IC 的输出电压受输入电压影响极小，反应这一性能的负载调整率一般为 0.3-0.5%/mA，有的则可达到 0.01%/mA。 （5）完善的保护措施 稳压器 IC 应该

21、具有完善的保护措施，使电源的工作安全可靠，不易损坏。这些措施包括：输出过流保护、温度保护、短路保护以及电池极性反接保护。 （6）封装尺寸小 为减小稳压器 IC 所占的空间，一般会采用贴片式封装。主要使用的有 SO 封装、SOT-23 封装，uMAX 封装、SC-70 封装和 SMD 封装等，其中 SC-70 封装最小，SMD 封装最新。1.3 研究内容1.3.1 DC-DC 转换器的介绍对 DC-DC 转换器作了简要介绍，包括 DC-DC 转换器的基本原理，研究背景，以及原理图。并对其调制方式做了简单介绍和说明。1.3.2 电荷泵电压变换器的介绍 对电荷泵电压变换器做了简要介绍。包括电荷泵的基

22、础原理，优缺点和发展情况。并对将电荷泵稳压器用于低功率便携式-低于 5OOmA 的输出电流，提供更高的小效率以及比传统电源管理解决方案更低成本的电源方案做出简要说明。1.3.3 针对 LDO 的研究与设计 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 5 页装订线 针对提高瞬态响应性能，提出了一种双反馈环路的 LDO 线性稳压器。在这个LDO 中，误差放大器由两级差分运放组成。第一级主要用来提供增益和带宽，由基准电压和反馈电压 Vfb作为其差分输入；第二级用来提供快速瞬态响应，因此也将LDO 的输出 Vout的分压 Vfb引进，和第一级运放的输出一起，作为第二级的差分输入。此外，还运用了 SRE 技

23、术，进一步提高瞬态响应的性能。另外，在该芯片的软启动电路中，使用了反相导通的二极管进行高温补偿，这种新颖的高温补偿技术使得LDO 的工作温度范围能够扩展到-40-130 。C。该芯片采用了 CSMC 公司 O.5um CMOS混合信号工艺进行流片测试。1.4 论文组成和安排论文组成和安排 论文的第一章为绪论，首先介绍论文的课题背景；接着对 LDO 线性稳压器芯片、DC-DC 转换器芯片的特点和研究现状做一个简单的回顾，以此引出本文展开的研究内容；接着给出论文的组成和安排；最后对本文的创新点进行了介绍。论文的第二章对 DC-DC 转换器，电荷泵变换器，便携式设备用 LDO 做了简单介绍。并对 L

24、DO 做了一个基础理论研究，包括频率补偿、压差、瞬态响应、线性调整率、负载调整率等。并在最后做一个小节。论文第三章给出了本文所提出的最大输出电流 800mA、高性能 LDO 线性稳压器的电路设计。并对 LDO 线性稳压器做了软件仿真。论文第四章对整篇论文做一个总结。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 6 页装订线2. 便携式电子设备电源管理芯片基础 在便携式电子设备电源管理芯片研究领域，主要有 DC-DC 转换器，电荷泵电压变换器和 LDO。 DC-DC 转换器，由于其功率晶体管(一般是 MOS 管或肖特基二极管)工作在开关状态，所以被称之为开关电源。开关电源通过调节功率晶体管的导通占空

25、比，来控制输出电压。其功率管由于工作在开关状态，沟道电阻小，并且基本不受输入电压的影响，因此开关电源的转换效率高，一般情况下可以达到 80-95%。电荷泵电压变换器是利用电容的充放电来提供稳压电源，由于其功率管也是工作在开关状态，因此它实际上也是一种 DC-DC 变换器。电荷泵电压变换器的输出即可以约为输入电压的两倍，亦可以为输入电压的反相。 LDO 是一种基于传统电压闭环反馈控制的线性稳压器，具有噪声低、结构简单、成本低及封装尺寸小等突出优点，因而在便携式电子产品中应用广泛5。LDO 的调整功率管工作在线性范围，因此它属于线性稳压电源。压差是 LDO 线性稳压器的重要指标，LDO 压差(dr

26、opout voltage)的定义为，输入电压减小到使电路停止调制时的输入输出电压差。而 LDO 的转换效率，则由调制时输出输入电压的比值决定。让LDO 工作在调制区临界点附近，可得到相对较高的转换效率。LDO 的压差越低，能得到的最大转换效率也越高。近年来，已有不少文献报道了各种低压差 LDO，这样，可极大地提高 LDO 的转换效率。2.1 DC-DC 转换器基础 DC-DC 转换器一般由控制芯片，电感线圈，二极管，三极管，电容器构成。在讨论 DC-DC 转换器的性能时，如果单针对控制芯片，是不能判断其优劣的。其外围电路的元器件特性，和基板的布线方式等，能改变电源电路的性能，因此，应进行综合

27、判断。用 MOSFET 替换 BJT 晶体管作为外围电路的开关部件对效率的影响。效率会相应提高。因为 BJT 管需要对其基极提供驱动电流，这增加了电路的电流消耗，而MOSFET 是电压驱动，无需对其栅极提供电流，也就不会增加电路的电流消耗。但是，实际应用时请考虑 MOSFET 是否对周边元器件产生影响。DC-DC 转换器（开关调整器）通过开关动作进行升压或降压，特别是晶体管或场效应管处于快速开关时，会产生尖峰噪音，以及电磁干扰。Buck 型 DC-DC 转换器设计中常采用 PWM 反馈控制方式以调节输出电压或电流。PWM 控制方式分电流模式控制和电压模式控制两种方式。电流模式控制方式是电流内环

28、和电压外环双环控制 UJ 输入电压和负载的变化将首先反应在电感电流上，在输 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 7 页装订线入电压或负载改变时具有更快的响应速度。电流模式控制方式有峰值电感电流控制和平均电感电流控制两种方式。峰值电感电流控制由于其优点被广泛应用 L=J 但其存在固有的开环不稳定现象，在提高快速性的同时，也带来了稳定性的问题。当输入电压降至一个接近输出电压的值时，占空比向最大导通时间增加，输入电压的进一步降低将使主开关在超过一个周期的时间里保持导通状态，直到占空比达 100 %，这时电路可能会发生子谐波振荡，需要通过一个斜率补偿电路来保持这种恒定架构的稳定性，在大占空比情况下

29、是通过给电感电流信号增加一个补偿斜坡来实现的。设计降压型 DC-DC 转换器时，解决固定频率峰值电流控制方式的开环不稳定情况需要做深入的研究。 DC-DC 转换器是一种开关电源，从功能上划分，可分为三种基本类型；降压型转换（Buck Converter)、升压型转换器(Boost Converter)、降压一升压型转换器(Buck-Boost Converter)。由于降压型转换器在便携式设备中的应用最为广泛，且其他类型的 DC-DC 转换器，在调制方法和控制环路上，基本原理同降压型的一样，因此只针对降压型 DC-DC 转换器做背景知识介绍6。2.1.1 降压型 DC-DC 转换器拓扑结构 图

30、 2-1 降压转换器拓扑结构图 图 2-1 是降压型 DC-DC 转换器的基本拓扑结构图。Vin为输入电压；S1为上开关管(High Side Switch)，一般用功率 MOS 管实现；S2为下开关管(Low Side Switch)，可用功率 MOS 管或功率肖特基二极管实现；L 和 Cout分别为滤波电感和滤波电容；Rout为 DC-DC 转换器的负载。通过 S1和 S2的轮流导通与截止，对输入电压进行直流降压转换。 将 Sl在一个开关周期 T 中导通的时间记为 ton；相应的，其导通占空比 ton/T 记为 D。将 S2 在一个开关周期 T 中导通的时间记为 tOFF：相应的，其导通占

31、空比 ton/T记为 D。先来看 ton+toff =T 时的情况，此时 SW 节点的电压 Ysw波形如图(a)所示，电感电流 IL的波形如图(b)所示。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 8 页装订线 图 2-2BUCK 转换器电感电流连续时的波形图(a)Vsw；(b)IL 在 0ton时间段内，S1导通，S2截止，SW 点的电压为 VSW等于输入电压 Vin；而在 ton- T 时间段内，S1截止，S2导通，SW 点的电压为 0。从图(a)可以看出，Vsw是一方波电压,其平均值为： t=0 0ononSWinininTtVVD VDD VTT （2.1） 另一方面，对于电感电流 IL

32、来说，在 0-t0时间段内，S1导通，S2截止，IL以某个固定斜率上升，该斜率可表示为： 1inoutVVML （2.2）Ton-T 时间段内，S2导通，S1截止，IL以固定斜率下降，该斜率可表示为： 2outVML （2.3） 在降压转换器处于稳定状态下时，输出电流 Iout就等于 IL的平均值，并且电感电流上升段的增量与下降段的相等。因此， inoutoutLononVVVItTtLL （2.4) onoutinintVVD VT (2.5) 以上的分析是基于图的波形。从图中可以看出，ton与 toff之和等于一个周期 T,并且电感中也始终有电流，因此这种工作状态被称为电感电流连续模式。由

33、于输出电流 Lout即等于电感电流的平均值，那么当 Iout减小到一定程度时，就会出现在一个周期当中，电感电流将保持为 0 一段时间的状况，如图所示，这种工作状态也因此被称为电感电流不连续模式。除输出电流 Iout过小以外，周期 T 过长，电感 L 过小也都能引发电感电流不连续的工作状态。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 9 页装订线图 2-3 Buck 转换器电感电流不连续时的波形图(a)Vsw 和(b)IL 从图 2-3 中可以看出间段内，电感电流不连续模式的一个重要特征是，ton+toffIout时，Ic 大于 0,电容充电；在 ILVin，电荷泵工作在升压模式，称为 Boost

34、 或 Step up。相反，若VoutCl,r1Rz。 而在缓冲级 B 的输出处，仍旧会存在一个如式的次极 PB。为了有利于稳定性，一般 RC 串联网络中的电阻 Rz 取值较小，而 Cc 取值较大，因此极点 Pz 可以做到远大于单位增益带宽，对稳定性的影响可忽略不计。这个系统以相对固定的 pd 作为主极点，并将对相位裕度有影响的次极点 PB 做到单位增益带宽之外。串联 RC 网络形成的零点 z0可以做成追随输出极点 P0的动态零点，以达到很好地抵消 P0的目的。在这种频率补偿方法中没有用到 ESR 零点，因此系统的稳定性受电容类型、温度等外部因素的影响非常小，环路带宽等性能参数受负载电流的影响

35、也比较小14。三米勒补偿法 图 2-15 运用多级米勒补偿的 LDO 为了增大环路增益，提高调整精度，现在许多 LDO 都使用两级运放作为误差放大器。多级米勒频率补偿及其改进型广泛的运用于 LDO 的设计当中。图 2-15 是使用 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 25 页装订线多级米勒频率补偿的 LDO。 为了稳定环路，达到 60。的相位裕度，Cm1 和 Cm2 要满足： 114mmLmLgCCg (2.28) 224mmLmLgCCg (2.29)于是，环路的单位增益带宽为 1114mmLmLggGBWCC (2.30) 已有很多文献证明，按 2.28 和 2.29 所表示的关系式选

36、择补偿电容 Cm1和 Cm2，能保证环路有足够的相位裕度。虽然这种频率补偿方法能够实现环路稳定，电路结构也很简单，但它并不适合使用在负载电流范围很宽的 LDO 中，这是因为第一，gmL随负载电流变化而由式可知，gmL决定了环路带宽 GBW，所以 GBW 会随着负载电流的变化而变化使系统性能不易优化；第二，为满足式 3 和 4，补偿电容 Cm1和 Cm2的取值很可能会很大，这会造成芯片面积大，成本高。近年来，出现了一些专门针对LDO 的、基于多级米勒补偿的改进型频率补偿法，如阻尼系数控制频率补偿14(Damping Factor Control Frequency Compensation, D

37、FCFC)、单个米勒电容前馈频率补偿14(Single Miller capacitor Feed-forward Frequency Compensation, SMFFC)等。这些补偿方法也各自有其优缺点。2.3.3 LDO 的压差 LDO 的压差(dropout voltage)定义为，输入电压减小到使电路停止调制时的输入输出电压差。图 2-16 显示了 LDO 的典型输入输出电压曲线。在截止区，由于输入电压不够高，LDO 电路还未启动，因此输出电压为 0。在 dropout 区间，调整功率管工作在三角区，因此在这个区间，输出电压随输入电压一同增大，表现出跟随特性。在 LDO 的调制区间

38、(regulation region)，输出电压不随输入电压变化，表现出稳压特性。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 26 页装订线 图 2-16 典型 LDO 输入输出电压曲线 LDO 的压差即为 dropout 区间和调制区间临界点处，输入输出的电压差 Vin -Vout。由于在 dropout 区间，调整功率管可以等效为电阻 Ron，因此 LDO 的压差也可表示为 dropout=IonoutVR （2.31） 值得说明的是，LDO 的压差是一个与输出电流 Iout有关的参数。在不同的输出电流下调制临界点处的 Vin也都不一样，因此在提到 LDO 的压差时，必须同时说明对应的输出电

39、流。2.3.4 瞬态响应在负载电流跳变时，输出电压 Vout上的最大变化可以表示为： ,maxoutESRLIVtIRC (2.32)其中I 是负载电流的跳变量，t 为 LDO 环路的响应时间，由 LDO 的闭环带宽决定。 在负载电流跳变后的t 时间内，由于环路来不及响应，因此会有I 的电流注入负载电容。若负载电流是正跳变，Vout, max将是一负值，也就是说，会在 Vout上形成一个下冲电压；若负载电流是负跳变，Vout, max将是一正值，在 Vout上会形成一个过冲电压。Vout上的最大变化Vout, max为电容 CL充放电造成的电压改变量与 ESR电阻上的电压改变量之和。要减小Vo

40、ut,max，即要增大 LDO 的带宽，使用更大的负载电容以及更小的 ESR 电阻。 与负载瞬态响应类似，假设由输入电压跳变引起的调整功率管电流变化量为Iin，那么输出电压 Vout，上的最大变化，即为环路响应前，Iin在负载电容及其ESR 电阻上形成的电压改变量之和。 瞬态响应时的恢复时间不仅和输出电压 Vout上的最大变化有关，还受环路带宽 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 27 页装订线和摆率(Slew Rate, SR)的影响。而环路带宽和 SR 均随静态电流的减小而减小，因此瞬态响应速度和静态电流是一对矛盾14。2.3.5 负载调整率 负载调整率(load regulation

41、)反应了负载电流对输出电压准确度的影响，它定义为输出电流于额定范围内变化时，输出电压的变化率。负载调整率反应的是 LDO的直流特性。 假设负载电流增大了I，那么有 outGmLdsVIVgr （2.33） VG为调整管栅极上的电压增量，rds为调整管的沟道电阻。另一方面，VG又可以表示为 0GoutMLLTVVgR (2.34) 其中 T0 为 LDO 的环路直流增益。把式以及 RL=Vout/Iout 代入得 0outoutoutVIVIT （2.35）由式可以看出，增大 LDO 的环路增益可以减小其负载调整率。2.3.6 线性调整率 线性调整率(line regulation)反应了输入电

42、压对输出电压准确度的影响，它定义为输入电压于额定范围内变化时，输出电压的变化率。 分析线性调整率时，LDO 输出级的小信号模型可以画为如图 2-17 所示的形式。由于线性调整率反应的也是直流特性，因此在图的模型中省略了电容。图 2-17 线性调整时 LDO 输出级的小信号模型由图 2-17 可得 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 28 页装订线 inoutoutingmlLdsVVVVVgRr （2.36）将式以及 RL=Vout/Iout代入，可以得到 0outinmLoutoutVV gVT I （2.37）在忽略基准电压 Vref受到 Vin影响情况下，式 2.37 即为线性调整率

43、表达式。因此同样的，增大环路增益可以减小其线性调整率。2.4 小结小结以上所提到的三类稳压器 IC 都有一些共同的特点，例如稳定性高、转换效率高、输出电压精度高等，本文在第一章绪论部分已经做了详细地论述，在这里不再赘述。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 29 页装订线表 1-1 LDO 线性稳压器、DC-DC 转换器和电荷泵电源的性能比较LDO 线性稳压器、DC-DC 转换器和电荷泵电源的性能对比于表 1-1 中列出。为便携式电子设备选择稳压器 IC 时要考虑多方面的因素。电荷泵电压变换器结构简单，LDO 线性稳压器电荷泵电源DC-DC 转换器功能降压反相或倍乘升压、降压或反相效率低到

44、中，在 Vin-Vout相差很小的情况下效率较高高，但在很轻的负载下由于开关功耗和静态功耗大而效率低高，但在很轻的负载下由于开关功耗和静态功耗大而效率较低热量功耗通常较高低低复杂度低，通常仅需要输入滤波电容和输出旁路电容中，通常需要两个外接电容，不需要外接电感中到高，需要电感和滤波电容等尺寸小到中等，但大功率应用时需要散热器而体积较大比较小低功率应用中尺寸比 LDO 大，大功率应用中不需散热器，尺寸比 LDO 小波纹及噪声低，无纹波、低噪声、电源噪声抑制能力强高，输出电压受负载电流影响很大中到高，纹波与开关频率有关总体成本低低中到高，主要取决于外部元件 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第

45、30 页装订线但其输出的电源稳定性不高，噪声大，输出电流也较小，一般用在需要负电源且对电源要求不高的场合。LDO 线性稳压器具有结构简单，输出电压噪声小的优点，在对电源噪声要求高的场合，例如射频电路中的 PLL 、LNA、SDRAM 等，适合用 LDO 供电。但 LDO 线性稳压器只能进行降压转换，且转换效率只有在输入输出电压相接近的时候才比较高，而 DC-DC 转换器通过运用不同的拓扑结构，不仅能实现降压转换，还可实现升压和反相，其输出电流能力也高于 LDO 线性稳压器和电荷泵电源，且在一个很宽的工作范围内转换效率都能保持较高水平。但同时，DC-DC 转换器的输出也具有一定的纹波，因此在不惧

46、纹波电压，输入电压和负载电流变化范围宽的场合，例如在 DSP，微处理器中，通常是应用的首选5。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 31 页装订线3. LDO 线性稳压器的系统设计 为增强 LDO 的调整能力，提高瞬态响应的反应速度，提出了如图 3-1 所示的高环路增益、快速响应的 LDO。为提高环路增益，误差放大器 ERRAMP 由两级运放组成，其中 A1 为 LDO 提供所需的增益与带宽，而 A2 的主要作用是提供快速响应：在负载瞬态跳变或输入瞬态跳变时，由 A2 和输出级组成快速反馈环路，提高响应速度。除了利用 A2 提高响应速度，还有专门的 SRE(Slew Rate Enhanc

47、ement)电路来提高调整功率管栅极 VG 的最大的上升下降速率。短路及电流限制电路 Current Limit 将LDO 的最大输出电流限制在 800MA。在反馈网络中，反馈电容 Cf用来产生一个零点，提前相位，以提高环路增益的相位裕度。图 3-1 高环路增益、快速响应的 LDO 系统框图 ERR.AMP 及其反馈环路的开环小信号模型如图 3-2 所示。在这个模型中，ERRAMP 第一级的输出电容因为远小于 CC而被忽略；而第二级输出处的电容主要是调整管的栅极电容 Cg。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 32 页装订线图 3-2 本文所提出 LDO 的小信号模型根据图 3-2，可以推

48、导出这个 LDO 的环路增益为 11121022 1 221 2121/11/( )111/CmmmmFfESRmCgCgLLFFfsCggg gsR Cs ZT sTS grr Cr CS rr C CsR Cs RRC（3.1）其中 20121 212FmmmLLFFRTg ggrr RRR (3.2)从式可知，环路增益 T(s)中的极点有 2 1 221dmCGpgrr Cr C （3.3) (3.4)01LLPC R 22111mmCgggPCgrCC （3.5） 2121/FFfPRRC (3.6)T(s)中的零点有 m1m2121=-(G-G)CmmcG GZ (3.7) 211F

49、fZR C (3.8) 1ESRESRLZRC (3.9) 从小信号的角度来看，将 Vfb连接到 A2 的正输入端，达到了将本来属于右半平面(Right Half Plane, RHP)的零点 z1向左半平面(Left Half Plane, LHP)移动的目的。右半平面的零点使相位滞后，不利于稳定性。从式可知，只要 gm2大于 gml，就可使 Z1处于左半平面，且 gm2越大，Z1的频率越低。仔细调节 Z1，可以使用 Z1用 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 33 页装订线来抵消输出极点 p0。而极点 p1由于米勒电容 Cc 的分裂作用，将被推到远高于单位增益带宽的地方，且 gm2越大

50、，p1越高，对稳定性越有利。由反馈电容 Cf形成的零极点对 p2和 z2，零点在前，极点在后，能起到提前相位，提高相位裕度的作用。而固定极点 pd为这个 LDO 环路的主极点。ESR 零点 ZESR偏低，会提高相位裕度，而等效串联电阻 RESR较小使 ZESR偏高时，也不会影响到系统稳定性。3.1 LDO 线性稳压器的电路设计根据 2 节系统设计里的分析来设计电路，下面将逐个给出各个模块的具体电路实现。3.1.1 误差放大器 图 3-3 误差放大器框图 误差放大器如图 3-3 所示，由误差放大器核心 EA core，软启动电路 Soft Start 以及电流偏置电路 BIAS 组成。EA co

51、re 的结构如图虚线框内所示，是一个二级运放；Soft Start 电路让整个误差放大器在上电时缓慢启动，而在掉电时迅速关掉；BIAS 电路给 Soft Start 电路和 EA core 提供偏置电流，且会根据负载情况自动为 EA core 选择不同的偏置电流：轻载时的偏置电流是重载时的 1/16，这样能提高轻载时的转换效率，同时加快重载时的瞬态响应速度。一软启动电路(Soft Start) 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 34 页装订线 图 3-4 软启动电路 软启动电路如图 3-4 所示。上电后，来自于偏置电路的电流源 Iss开始有电流流过，而三极管 Q0的基极电流满足 IB =

52、Iss/， 为三极管电流放大倍数。IB慢慢给电容 C0充电，使 Vss的电位逐渐抬高。Vss为低时，EA core 输出高点平，使 LDO 输出电流为 0，在 Vss逐渐升高的过程中，EA core 的输出逐渐接近正常，直至 Vss为高电平不再影响 EA core 的工作，这就是软启动的原理。 Vss在高温时会泄露电荷，MT1-MT13 的作用，就是在高温时，给 Vss补充电荷，以维持 Vss高电平，使 EA core 不至于关断。其原理是：高温时，漏源短接的 MT1 中会产生漏电流，该电流通过 MT2 镜像到 MT3，以此给 Vss注入电荷。MT4 的作用，除了在高温时产生漏电流给 Vss补

53、充电荷外，还有在电源掉电时，Vss的电荷可以通过MT4 放掉，为下次软启动做准备。二 电流偏置电路(BIAS)图 3-5 误差放大器的电流偏置电路 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 35 页装订线 电流偏置电路的电路图如图 3-5 所示。BIAS 电路给 Soft Start 电路和 EA core提供偏置电流 Iss和 IP,IN。为了提高轻载时的转换效率，加快重载时的瞬态响应速度，BIAS 电路会根据负载大小，自动为 EA core 选择大电流偏置或小电流偏置。 图 3-5 中，电流源 M10 和 M11 的尺寸比例为 1：15。开关管 M12 控制 M11 的电流是否流入 M9 中

54、。在轻载时，M12 截止，M9 中电流仅为 I0,在重载时，M12 导通，M9 中电流为 I0。因此重载时 EA core 的偏置电流为轻载时的 1/16。 PMOS 管 M18 按比例拷贝图中调整管 P0 的电流。M19 的作用是使 M18 的漏极电压VA与 Vout相近，因为为减小面积，调整管及其镜像管的栅长都取的是最小尺寸，单纯的电流拷贝受沟道调制效应影响严重。M22支路为 M19提供偏置电压 Vb。因为 Vb比 Vout低一个 VGS电压，而 VA比 Vb高一个 VGS 电压，因此 VA与 Vout接近，M18能以比较准确的比例拷贝调整管 P0中的电流。M20是固定电流源，M18和 M

55、20形成电流比较器。在负载电流超过一定水平时，电流比较器的输出 VX翻转为高电平，于是由 M3-M15组成的反相器 INV 输出为 0，使 M12管开通。同时，M17管也导通，使 M16支路与 M18支路并联，形成迟滞。在轻载时，电流比较器输出为 0，这使 INV 的输出 VY为高电平， M12截止。INV 与普通反相器不同之处在于，它的上拉网络中有一个限流电流源M13，输出端还有一个滤波电容 C1。于是，在重载转轻载时，INV 的输出价是慢慢的由低变高，也就是说，刚刚转为轻载时，提供给 EA core 的仍旧是大偏置电流，过一段时间后才转为小偏置电流，这样可以提高重载转轻载时的瞬态响应速度。

56、在轻载转重载时，由于 INV 中的下拉网络阻抗很小，因此 VY会迅速降为 0，偏置电流也立即增大 15 倍。三 误差放大器核心电路(EA core) 图 3-6 为误差放大器的核心电路 EA core 的电路图。软启动电路的输出 VSS 控制第一级 A1 的输出。在软启动开始阶段，VSS的电压偏低，因此 A1 的尾电流 Ip 都流入到了 M5 中，于是 A1 的输出 V1 为低电平，这导致 A2 的输出 VG 为高电平，调整功率管中没有电流流出。VSS电压逐渐升高时,V1 电压也渐渐升高，VG电压慢慢下降，使调整管电流逐渐增大，实现软启动。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 36 页装订

57、线图 3-6 误差放大器核心电路 根据系统设计中的分析，A2 的跨导 gm2 要尽可能大。因此 A2 的输入对管使用了 N 沟道 MOS 管，因为其载流子迁移率更大，易获得更大的跨导；另外，A2 输出级MOS 管 M15, M17 的尺寸为 M14,M16 的 N 倍，这样 A2 的等效跨导即为其输入对管跨导的 N 倍，同时也增大了调整管栅极电压 VG 上摆率。本设计中，N 取值为 8。由于 A2 的输入对管为 NMOS 管，限于其共模输入电压范围，Vfb需要用一个电平转换器提升电压。由固定电流源 I0 和 M18 组成的源极跟随器即是起到电平转换的作用。3.1.2 短路及电流限制电路 毕业设

58、计（论文）说明书共 45 页 第 37 页装订线图 3-7 短路及电流限制电路图 短路及电流限制电路(Current Limit)的电路图如图 3-7 虚线框中所示。M17-M19 为短路及电流限制电路提供固定的偏置电流。M1 和 M5 拷贝调整功率管中的电流。与误差放大器的电流偏置中判断重轻载的电路一样，M2 和 M6 的作用是保证 M1, M5的 VDS 和调整功率管的相近，使电流拷贝比例更为精确。电流源 M11 和 M4,M9 组成电流比较器，以控制 M16，通过 M16 来调节调整管的栅极电压 VG，以达到限流目的。 M14 和 M15 组成的支路用来判断输出 Vout 是否有短路。在

59、 Vout 正常时，该支路的输出 A 为 0，于是与非门输出 1，使 M7 关断，M10 导通。这样 M9 中没有电流，而 M4 是 M1 的电流拷贝，因此这个时候是 M1 中的拷贝电流与 M11 中的固定电流相比较。当调整管的负载电流增大到某一程度，使 M4 中电流超过 M11 时，电流比较器输出 VCL 会下降。当 VCL 下降到使 M16 的电流能完全满足误差放大器中的下拉电流时，限流电路开始起作用，并通过 M16 来调节调整管的栅极电压 VG。此时若 LDO 的负载电阻进一步减小，负载电流试图进一步增大，那么限流电路中 VCL 会降低以增大 VG处上拉网络的电流，抬高 VG 电压。限流

60、电路实际上是通过高增益的反馈环路达到恒定电流的目的，因此可能会有自激振荡的可能性，M16 栅漏端之间的电容 C0 即是用来给该反馈环路做频率补偿。 毕业设计（论文）说明书共 45 页 第 38 页装订线 M12,M13 支路的作用是判断限流电路是否有起作用。在 LDO 的输出 Vout 发生短路且短路电流很大需要限流时，M14，M15 支路的输出 A 为 1,M12, M13 支路的输出也为 1。这使与非门输出 0,M7 导通，M10 截止，于是 M9 中电流是 M5 的电流拷贝。所以这个时候，是 M1 和 M5 中拷贝的电流和与 M11 中的固定电流相比较。因此短路保护的限流点低于正常工作时