a第6章微波通信传输信道的特征

1、1 胡庆胡庆 教授教授第6章 微波通信传输信道的特征2内容提要内容提要 微波中继传输系统及其应用微波中继传输系统及其应用 微波传播路径微波传播路径 微波传输线路噪声及参数计算微波传输线路噪声及参数计算6.1 微波中继传输系统及其应用 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 微波中继传输系统的应用微波中继传输系统的应用36.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 微波是电磁波频谱中无线电波的一个分支，它是频率很高且波长很短的一个无线电波段，通常指频率范围在300MHz300GHz或波长在0.01m1m之间的无线电波。在微波波段中，还可以划

2、分为分米波、厘米波和毫米波，其中厘米波是目前开发最成熟和应用最广的波段。 数字微波中继传输系统组成数字微波中继传输系统组成 数字微波中继传输系统组成框图如图6-1所示。4图6-1 数字微波中继传输系统组成框图6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 微波传输线路微波传输线路 微波传输特性接近于几何光学，它的波长比地球上一般的宏观物体如建筑物、车、船的尺寸要小得多。当微波波束照射到这些物体上，将会产生显著的反射，并且部分深入到物体内部（穿透性）。但其绕射能力弱，因此，两微波站之间只能沿直线传播即视距传播，若在传播中遇到不均匀的介质时，还将产生折射、反射和穿透射。 “微波接力”是目前广

3、泛使用于视距微波的通信方式。由于地球是圆的，使得地球上两点（两个微波站）间不被阻挡的距离有限，为了可靠通信，一条长的微波中继线路就要在线路中间设若干个中继站，采用接力的方式传输信息，如图6-2所示。56.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 6图6-2 微波通信传输信道的结构6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 微波传输系统的频率配置微波传输系统的频率配置 在微波频段的使用方面，必须遵照CCIR的建议和各国无线电管理委员会的规定。各国的微波设备往往首先使用4GHz 频段，目前各国的微波通信设备已使用到 2、4、5、6、7、8、11、15、20GHz等频段。我国数字微

4、波通信已有2、4、6、7、8、11GHz各频段的设备。我国几种数字微波频率配置方案如表6-1所示。 “多波道频率配置”是指一条微波传输线路有许多微波站，每个站上又有多波的微波收发信设备。当一个站上有多个波道工作时，为了提高频带利用率，对一个波道而言，宜采用二频制。即两个方向的发信使用一个射频频率，两个方向的收信使用另外一个射频频率。图6-3和图6-4所示给出了二频制频率配置方案。76.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 8工作频段（GHz）频段范围（MHz）基带速率Mb/s占用带宽（MHz）中心频率f0（MHz）f波道（MHz）f收发（MHz）工作波道数（对）同一波道收发间隔（M

5、Hz）2170019008.48820018081449611921900230034.368400210129686213434003800234.368400359229686213438004200139.2644004003.529686213664307110139.2646806770406083407712574258.44830072757282016187725827534.368500800029.65103.778311.32111070011700234.368139.264100011200409012530表6-1 我国几种数字微波频率配置方案6.1.1 微波中继传

6、输系统概述微波中继传输系统概述 9图6-3 二频制频率配置方案图6-4 多波道二频制频率配置方案6.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 微波传输系统的特点微波传输系统的特点 （1）通信容量大 微波频段的频带很宽，多路复用可以容纳更多话路工作。与短波、超短波通信设备相比，在相同的相对通频带(即绝对通频带与载频的比值)条件下，载频越高，绝对通频带越宽。设相对通频带为10，当载频为2MHz时，绝对通频带为200kHz；当载频为2GHz时，绝对通频带为200 MHz。所以一个短波通信一般只能容纳几个话路，而一个微波设备则可以同时有成千上万个话路。 （2）传输质量高 微波波段受工业、天电和

7、宇宙等外部干扰影响很小，所以其信道参数变化也很小，而且微波波段内波束以直线定向传播，可以采用高增益定向天线，质量较高，通信稳定，并且具备较好的保密性。106.1.1 微波中继传输系统概述微波中继传输系统概述 （3）接力通信 由于地球是圆的，使得地球上两点（两个微波站）间不被阻挡的距离有限，为了可靠通信，一条长的微波中继线路就要在线路中间设若干个中继站，采用接力的方式传输信息，如图6-2所示。 （4）方便灵活，成本较低 微波通信与其他波长较长的无线通信以及电缆通信相比，能较方便地克服地形带来的不便，有放大的灵活性，并且成本较低，可以节省有色金属，施工也较快。由于微波频率高，故其波长短。微波通信一

8、般使用面式天线，当面式天线的口径面积给定时，其增益与波长的平方成反比，故微波通信很容易制成高增益天线。116.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 在微波雷达、微波通信设备中最通用的定向天线是抛物面天线和卡塞格林（双曲面形）天线，它们由辐射器（馈源）和金属反射面组成。另外还有喇叭天线、微带天线和智能天线。这里重点介绍抛物面天线和卡塞格林天线定性工作原理。 抛物面天线结构及坐标关系原理图，如图6-6所示。由图可知从焦点F发射的电波经抛物反射后，反射波都平行OF轴的方向沿z向传播，即馈源在焦点F所发出的波在抛物面反射后成为一束平行波，且反射波到达基准面AA的路径相等（即等相面）。由

9、于抛物面天线的这种聚焦作用，可实现把能量集中在一个方向发射出去。126.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 13图6-5 天馈线系统的结构6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 14图6-6 抛物面天线及原理图6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 卡塞格林天线结构及坐标关系原理图，如图6-7所示。卡塞格林双反射面天线由主反射面、副反射面和辐射器（源）三个部分构成。主反射面是一个抛物面，其焦点F；副反射面是一个双曲面，位于主反射面的焦点与顶点之间，双曲面有两个焦点：一个虚焦点C与F重合，辐射器放置在另一个实焦点C上，辐射器通常采用喇叭形状。

10、这种天线经过副反射面和主反射面的连续反射，把辐射器辐射的球面波形变成天线口面向外辐射的平面波束。156.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 16图6-7 卡塞格林天线及原理图图6-8 双曲线几何关系6.1.2 微波传输系统中的天馈线微波传输系统中的天馈线 为了进一步说明卡塞格林天线的工作原理，先分析双曲面母线（双曲线）的几何特性。由图6-8可知，其双曲线有两个卡塞格林天线要用的特征： 双曲线上任意一点P至两焦点（C、C）距离之差等于常数，即 。 双曲线上任一点P的法线PN与CP延长线的夹角等于PN与PC的夹角，即=。17app2126.1.3 微波中继传输系统的应用微波中继传

11、输系统的应用 由于微波具有似光性、穿透性、宽频带性、热效应性、散射性和抗低频干扰等特点，因此得到了广泛的应用。其应用主要分为两大类：一类是以微波作为信息载体，主要应用在雷达、导航、通信、遥感等领域；另一类是利用微波能，主要用在微波加热、微波生物医学及电量非电量的检测等领域。 微波中继传输系统在电信网中的应用微波中继传输系统在电信网中的应用 微波中继传输作为通信网的一种传输方式，可以同其他传输方式一起构成整个通信传输网，如图6-9所示为微波、光纤、卫星一体的传输组网方式，一般来说，微波中继传输系统位于通信骨干网的位置。186.1.3 微波中继传输系统的应用微波中继传输系统的应用 19图6-9 微

12、波中继传输系统在全网中的位置6.1.3 微波中继传输系统的应用微波中继传输系统的应用 微波中继传输系统在移动通信网中的应用微波中继传输系统在移动通信网中的应用 在移动通信系统中，微波传输可应用在两个地方：一是基站收发信台和基站控制器之间，二是基站控制器和移动交换机之间，如图6-10所示。20图6-10 微波中继传输在移动通信网中的应用6.2 微波传播路径 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响 微波线路设计微波线路设计216.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 地面对微波传播的影响，主要有反射、绕射和地面散射。地面可以把天线发出的一部分

13、能量反射到接收天线（光滑地面或水面反射的能量更大些），与主波（直射波）信号产生干涉，并与主波信号在收信点进行矢量相加，其结果是收信电平与自由空间传播条件下的收信电平相比，也许增加，也许减小。 散射是不规则地形将微波反射到各个方向，相当于乱反射。显然，散射会损耗微波能量。 地面上的障碍物，如山头、森林和高大建筑物等可阻挡无线电波射线，使无线电波绕过障碍物向非接收方向传播，进而使接收的无线电波信号能量大大减小。226.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 惠更斯原理及菲涅尔区惠更斯原理及菲涅尔区 惠更斯菲涅耳原理关于光波或电磁波波动性学说的基本思想为：光和电磁波都是一种振动，振动源周围

14、的媒质是有弹性的，故一点的振动可通过媒质传递给邻近的质点，并依次向外扩展，而成为在媒质中传播的波。 （1）惠更斯原理 一点源的振动可传递给邻近质点，使其成为二次波源。当点源发出球面波时，2次波源产生的波前也是球面，3次，4次波源也是如此。236.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 在无线通信中，当发射天线的尺寸远小于站间距离的时候，可以把发信天线近似看成一个点源，如图6-11所示。图中T为发射天线，它发出球面波，把波前分解为许多面积元，点源T在接收处R产生的场强便是许多面积元在R处产生的场强之矢量和。尽管T与R之间有障碍物，但不能挡住所有面积元，在R处仍可收到一定的场强。 由解析

15、几何可知，平面上一动点至两定点T，R的距离之和为常数时，此动点轨迹为椭圆。在空间，此动点轨迹为旋转椭球面，如图6-12所示。246.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 25图6-11 惠更斯原理图 图6-12 菲涅耳椭球6.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 （2）菲涅耳区 菲涅耳区半径定义为椭球面上某点P至TR的垂直距离，用F表示。现用图6-14求得第1菲涅耳区半径F1。图6-14中，P为第1菲涅耳椭球面上任一点，d1，d2分别为P点至发射天线T及接收天线R的水平距离，收、发站距d= d1+d2。根据菲涅耳椭球面及菲涅耳区的定义可得 式中，d1，d2，和d的单位为

16、km，而F1大致与天线高度同数量级，故d1 F1，d2 F1。运用二项式展开，有262222112112dFdFd 111112222222222222111111111112223!dFddFdF 1234111111128ddFdF6.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 因 ，故从第3项开始可以略去，有 同理， 于是， 即 类似地，可求出第n菲涅耳区的半径。根据第n菲涅耳区定义有2711dF12221211112FdFdd1222122122()2FdFdd22111212222FFddddd 221112FFdd121d dFd2222122nndFdFdn6.2.1 地面

17、对微波传播的影响地面对微波传播的影响 对照式（6.2）及式（6.3）可以看出，原来的F1 现在换成Fn ，原来的 现在是 ，于是第 n菲涅耳区半径是 显然，P点位置不同时， Fn 亦不相同。当P在线路中点时（ 时），Fn 最大，用 表示。由式（6.4）可得28n121nnd dFn Fd122dddnmF12n mFnd6.46.56.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 （3）收信点场强与菲涅耳区的关系）收信点场强与菲涅耳区的关系 由图6-13所示的菲涅耳区定义和式（6.3）可知经过各菲涅耳区的动点P1，P2，P3的电波射线T P1R，T P2R，T P3R依次相位差/2 (相差

18、1800) 。这样各相邻菲涅耳区在R处产生的电波场强相位差为1800，也就是说，第2菲涅耳区在R点产生的场强与第1菲涅耳区反相，第1菲涅耳区在R点产生的场强与第3菲涅耳区相同。 再看各菲涅耳区在R处产生的场强是多少呢？由式（6.4）可知，即第1菲涅耳区面积F21，第2菲涅耳区面积为292222221111( 2 )FFFFF6.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 第3菲涅耳区面积为: 可见各菲涅耳区的面积相等，发射的电磁波通过各菲涅尔区向外传播的能量及场强亦应相等，那么各菲涅耳区在R处产生场强应该是多少呢？虽然各菲涅耳区面积相等，但它离R处的距离不等，第1菲涅耳区离R处最近，在R

19、处产生的电场场强E1最大，第2菲涅耳区在R处产生的场强E2较小，第3菲涅耳区在R处产生的场强E3更小，由各个菲涅耳区在R处产生的场强构成的数列可近似为等差级数。302222232111( 3 )( 2 )FFFFF6.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 设公差为E，即E1E2E，E2E3E，考虑E1、E2和E2、E3的相位相反，则R处的总电场场强为31123453355122441112233445511122222222221111()()()222211()22111112222212EEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEE6.2.1 地面对微波传播的

20、影响地面对微波传播的影响 路径中刃形障碍物及余隙路径中刃形障碍物及余隙 用菲涅耳区的概念可解释微波传播路径中障碍物的阻挡损耗。微波传播中有时会遇到如图6-15所示的刃形障碍物。此时由于障碍物不能遮挡全部菲涅耳区，在收信处R可接收到微波。32图6-15 传播路径中的障碍物6.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 在图6-15中，障碍物顶部至TR的垂直距离hc称为余隙。障碍物在TR线之下时，hc为正余隙；障碍物的顶部在TR线以上时，hc为负余隙。负余隙时无线电波可能受阻，引起阻挡损耗。 例例6-1 已知在自由空间传输条件下接收机的收信功率P=-35dBm，在传输路径中有如图6-15所示

21、的刃形障碍物，且hc=0，求此时收信功率电平。 解：hc=0时，查图6-16得：L=6dB 此时收信功率：P=-35-6=-41 dBm336.2.1 地面对微波传播的影响地面对微波传播的影响 地面反射对收信电平的影响地面反射对收信电平的影响 在实际中，总是将收发天线相互对准，以便收方接收到较强的直射波。但由惠更斯原理可知，总会有一部分电波折射到地面。若发射天线方向性不尖锐，也会有电波折射到地面。这时，接收点除收到直射波外，还会收到由地面反射的波，如图5-4所示。在接收点可能会是直射波和反射波在收信点产生迭加的合成场强。 接收点的信号是二者的矢量和，这种反射波对正常接收是很不利的。由式（5.1

22、2）可得，衰落因子：34202/12cos()kLE Er 6.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响 在地球周围的大气层分为平均高度达1012km的对流层，从1012km到60 km的同温层和60km以上的电离层。电离层的高度最高可达20003000 km的高空。在空间通信业务中，无线电波穿过大气层时，除路径损耗外，还会产生其他影响。对流层与同温层、电离层不同，它除了含有各种气体外，还含有大量的水蒸气以及水气的凝结物。总之，在无线通信中，由于跨越距离大，因此影响电波传播的因素也很多。356.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响 大气对微波的折射大气对微波的折射 地球周围

23、的大气层并不是种均匀媒质，大气的压力、温度与湿度都随高度而变化。地球物理学中指出，由于这种物理现象，导致大气层的介电常数是高度的函数，在标淮大气层情况下，大气层的相对介电常数随高度的增加将逐渐减少而更趋近于l，因此大气的绝对折射率 与1相差极小，一般它们之间的差值为 。在真空中电波传播速度为：36rn8001310 m /svc 6.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响 而在大气中，介电常数=0r，导磁率=0，其电波传播速度为： 根据无线电波的性质，当电波由一种媒质向另一种媒质传播时，在两种媒质的交界面处会发生折射。假设将地球的大气层分成许多薄片层，每一薄片层认为是均匀的，各薄片层

24、的折射率n随高度之增加而减小。3700rr1cv 图6-17 大气层对电波的折射 利用折射定律，可以推出上述弧线的曲率半径 为 等效地球及等效地球系数等效地球及等效地球系数 由于大气折射的作用，使实际的电波传播不是按直线进行，而是连续折射弯曲的曲线，如图6-18所示。为了便于分析，在工程上，引入“等效地球半径Re”概念。引入Re后，便可把电波仍视为直射线，而真正地球半径R（6370km）变成了Re，如图6-19所示。等效的条件：电波轨迹与地面间的相对高度相等，或者等效前及等效后电波路径与球形地面之间的曲率之差保持不变，即 386.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响1d()dnhe

25、e1111RR 上式中等效前、后的电波直射线的曲率半径分别为和e= 则 变换后可得： 定义K为等效地球半径系数：396.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响e111RRed11dRRRRnRhe1d1dRKnRRh 40图6-18 不同 产生的连续折射轨迹 ddnh图6-19 等效地球半径6.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响 大气折射对电波传播路径的影响，可以根据电波受大气折射的轨迹，对大气折射分为三类，如图6-20所示。416.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响图6-20 大气折射分类和射线轨迹 大气对无线电波的衰减大气对无线电波的衰减 大气中的气体

26、和云雾等对电波传播是有影响的。这主要是由于大气成分中的氧、水蒸气以及由后者凝聚而成的云、雾、雨、雪对电波能量的吸收作用所造成的。任何物质都是由带电的粒子组成的，这些粒子有其固有的电磁谐振频率，当通过此物质的电磁波频率接近其谐振频率时，这些物质就会对电磁波产生强烈的共振吸收作用。大气中的氧分子具有固有的磁偶极矩，水蒸气分子具有固有的电偶极矩，它们都能从电磁波中吸收能量，进而产生吸收衰减。426.2.2 大气对微波传播的影响大气对微波传播的影响6.2.3 微波线路设计微波线路设计 余隙与天线接收功率余隙与天线接收功率 光滑地面及水面可使发射天线发射的微波的一部分反射，一部分直射，于是接收点的信号是

27、二者的矢量和，根据式（5.12）可得，衰落因子： 且 实际微波接收机的接收功率可由下式求出： 式中，PR0是未考虑地面影响时自由空间收信功率电平432k02/12 cos()LE Er kk(dB)20lgLLRR0k(dBm)(dBm)(dB)PPL 例例6-2 已知微波发信功率1W，工作频率3800MHz，微波两站相距45km，发射天线的增益为40dB，接收天线的的增益为20dB，收发两端馈线系统损耗LR=Lt=1 dB，传输路径上障碍物的尖峰好在hc=0处，求：实际微波接收机能接收的功率PR。 解：由式（5.6）得自由空间损耗 为446.2.3 微波线路设计微波线路设计PLTRP32.4

28、5 20lg (km) 20lg (MHz) (dB) (dB)32.45 33.06 71.59.4 40 2077.1dBLdfGG 自由空间下接收功率： 查图6-16可得： = 6dB 微波接收实际的接收功率：45R0TTrp(dB)(dB)(dB) 10lg10001177.149.1dBmPmPmLLL kLRR0k(dB )(dBm)(dB) 49.1dBm(6dB)55.1dBmPmPL-6.2.3 微波线路设计微波线路设计6.2.4 地面凸起高度与天线高度地面凸起高度与天线高度 对流层为自地面向上约10km范围的低空大气层。由于天线架设高度不会超过此范围，且微波中继通信为空间射

29、线形式，故大气的影响主要是对流层的影响，其他各层对微波传播影响不大。 对流层集中了整个大气质量的3/4 ，当地面受太阳照射时，地表温度上升，地面放出的热量使温度较低的大气膨胀，从而造成大气密度不均匀，产生了大气的对流波动，故称为对流层。46 由于大气折射，电波射线轨迹发生弯曲，从而使余隙发生变化。为了求折射产生的余隙变化，先看地面凸起高度。由于地球近似为圆形，相邻二个微波站A、B间，地形剖面图是弧AB，如图6-21（a）所示。476.2.4 地面凸起高度与天线高度地面凸起高度与天线高度图6-21 凸起高度及余隙 弧上各点至AB的垂直距离称为该点的地面凸起高度，记为h。现用图6-22（b）求C点

30、的凸起高度h。通过E点作地球直径DF， 。因hDE，EF2R，故得：h：d2d1：2R 考虑电波折射，地面有效凸起高度为he，R换为Re（且Re=KR），故得：486.2.4 地面凸起高度与天线高度地面凸起高度与天线高度ADFABFDABDFBBEFDEA122d dhR1212ee22d dd dhRK R 微波线路噪声微波线路噪声 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算496.3 微波传输线路噪声及参数计算6.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 数字微波通信线路信道的噪声可分为4类，分别为热噪声（包括本振噪声）、各种干扰噪声、波形失真噪声和其他噪声。 热噪声热噪声 收信机的固有热噪声是天线

31、馈线系统送给收信机输入端的固有热噪声功率N，为NNFKT0 B 式中，K为波尔兹曼常数，K=1.3810-23 (W/HzK)，T0收信机的环境温度（用绝对温度表示），B为收信机的等效带宽（单位为Hz) ，NF为接收机噪声系数。 除天线引入的噪声外，收信机本身还会产生另一部分热噪声，天线引入的噪声与电波衰减有关，即收信功率电平越低，这种热噪声越严重。50 各种干扰噪声各种干扰噪声 从干扰噪声的性质来看，基本上可分为两大类：一类是设备及馈线系统造成的，例如回波干扰、交叉极化干扰等就属于这一类；另一类属于其他干扰，可认为是外来干扰。如收发干扰，邻道干扰，天线系统的同频干扰。 回波干扰是指在馈线及分

32、路系统中，有很多导波元件，当导波元件之间的连接处的连接不理想时，电波反射会形成回波。因回波与主波信号的振幅以及时延都不相同，并且回波是叠加在主波信号之上的，因而成为主波信号的干扰信号，故称为回波干扰。 516.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 交叉极化干扰是指为了提高高频信道的频谱利用率，在数字微波通信中用同一个射频的两种正交极化波（即利用水平极化波和垂直极化波的相互正交性来携带不同波道的信息，这就是同频）再用方案。尽管采用该方案可以提高系统的通信容量，但也给系统引进了新的问题，这就是交叉极化干扰。 收发干扰是指在同一个微波站中，对某个通信方向的收信和发信通常是共用一副天线的。这样发支路的电波

33、就可以通过馈线系统的收发公用器件（也可能通过天线端的反射）而进入收信机，从而形成收发支路间的干扰。526.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 邻近波道干扰是指当多波道工作时，发端或收端各波道的射频频率之间应有一定的间隔，否则就会造成对邻近波道的干扰。 天线系统的同频干扰是指天线间的耦合会使二频制系统通过多种途径产生同频干扰。 微波传输线路的载噪比微波传输线路的载噪比 信道的传输质量不仅取决于信号功率的大小，而且与信道中所存在的噪声功率的大小有关。在数字微波以及卫星通信中是用载噪比来描述它们之间关系的，因此只介绍载噪比的概念。536.3.1 微波线路噪声微波线路噪声 载噪比是指载波功率与噪声功率之

34、比。通常用符号C/ N表示。载噪比越低，误码率越高，信道的传输质量也就越差。因此必须对信道的载噪比加以限制。 若假设各种噪声是彼此独立的，则总噪声功率是各种噪声功率之和，即N总N1N2+ N3 这样总噪声“载噪比”与各项噪声“载噪比”的关系式为：546.3.1 微波线路噪声微波线路噪声1231231111CCNNNNCCCNNN总6.3.2 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算 一定误码率指标下的实际门限载噪比一定误码率指标下的实际门限载噪比 理论载噪比表示的是一定误码率指标下信号与高斯白噪声的比值，这些噪声包括热噪声和各种干扰噪声，但没有考虑设备性能不完善的影响，使理论载噪比恶化，考虑到

35、这种实际情况，实际门限（固有）载噪比应等于理论（设计）载噪比与恶化储备（衰落储备）之差，那么实际门限载噪比为：55CCCNNN门限理论恶化量 例例6-4 已知某数字微波通信系统的技术指标如下：理论载噪比25.1dB，固定恶化=2 dB，在室温下（290K），接收机的噪声系数1. 62，接收机的等效带宽=25.833MHz，试计算出该系统的门限载波信号功率电平值。 解解：噪声功率566.3.2 微波传输线路参数计算微波传输线路参数计算233610F01.62 1.38 1010290 25.833 101.67 10(mW)NN KTB25.1 223.1(dB)CCCNNN 门限理论恶化量10 23.1dB10lg(1.67 10 )(dBm)74.67(dBm)C门 限（ ） 衰落储备衰落储备 当发射机所发射的功率信号经过自由空间后，如果收、发端的天线增益相同，为GA，那么根据平衰落储备的定义，平衰落储备Mf为 式中，PT为发射机的发射功率（mW）；Lf为单端馈线损耗（dB）；Lc为包括环行器和连接电缆在内的单端附加损耗（dB）；NF为噪声系数；f为发信频率