射频电路设计(第七章)

1、射频电路设计射频电路设计信息科学与技术学院目 录 第一章 引言 第二章 传输线分析 第三章 Smith圆图 第四章 单端口网络和多端口网络 第五章 有源射频器件模型 第六章 匹配网络和偏置网络 第七章 射频仿真软件ADS概况 第八章 射频放大器设计 第九章 射频滤波器设计 第十章 混频器和振荡器设计第七章有源射频元件 7.1二极管模型 7.2晶体管模型 7.3有源器件的测量 7.4用散射参量表征器件特性 对于具有一定复杂性的电路设计在实现之前，都必须模拟为计算机辅助设计(CAD)程序的一部分，以定量评估这些电路是否达到设计规格要求。为此大量的软件分析包提供了一大批等效电路模型，试图复制各种分立

2、元件的电性能*己开发出特殊的电路模型，来处理一些重要的设计上的要求，诸如低频或高频工作、线件或非线性系统性能以及正向或反向工作模式等。 本章根据对二极管、单极和双极晶体管的适当的等效电路来考察几个有源器件。从固态器件物理的基础知识自然地导出大信号(非线性)电路模型。随后的讨论将集中在模型的修改，使其线性化并改善它们在高频下的丁作。 考虑到有不同的BJT模型，主要讨论在SPLICE，ADS，MMICAD以及其他的模拟工具中得到广泛的应用的如Ebers-Moll和Gummel-Poon模型。经常发生这样的情况：由于所要求的屯参量很容易超过40个独立参量，器件的制造商不可能规定所有的这些电参量而所谓

3、的SPLICE模型表示是达不到的。在那种情况下，对于不同的偏置条件和工作频率，记录下S参量以表征其高频性能。在大多数情况下，这些j参量可提供给设计工程师充分的信息以完成模拟仟务。7.1二极管模型711 非线性二极管模型典型的多可调参量(large-scale)的电路模型以同样方式处理PN结和肖特基二极管，如图71所示由肖特基二极管方程的非线性I-V特性可得：式中发射系数n被选作为一附加参量，使模型与实际测量更趋近于一致。通常这系数趋近于1.0。图中C为扩放电容Cd和结(或耗尽层)电容CJ的组合。结电容：其中m是结渐变系数。对于在612中所分析的突变结，此值取0.5。实际的渐变过渡情况0.2m

4、0.5.当外电压VA超过阈电压Vm（通常Vm0.5Vdiff(内建电压）) ，结电容近似为 如在第6章中指出过，本式只可应用于某些正的外加电压。扩散电容为：得总电压：引入温度的变化关系，发现：热电压：VT=KT/q反向饱和电流：7.1二极管模型其中To是一参考温度，T0300 K(或270C)。Pt为反向饱和电流温度系数，取3或2(PN结为3,肖特基二极管为2）。Wg(T)为带隙能，当温度上升时，带隙减小，使荷电载流子较易于从价带转移到导带。通常设定T=0K时为Wg(0),则带隙能随温度做如下调整：如下表为在SPICE中的一些参量：7.1二极管模型712线性二极管模型在实用的所有的电路条件下，

5、都可用这种非线性模型来进行静态和动态分析。但当二圾管工作在一特定的DC电压偏置点上，并且围绕此点的信号变化很小的时侯，还可开发一个线性或小信号模型。即通过在偏置点(或Q点)VQ的切线来近似指数I-V特性曲线。在Q点的切线斜率是微分电导Gd，可求出如下：线性电路模型如右：微分电容即为偏置点VQ的扩散电容当温度改变，且偏置电流IQ保持常数时，出带隙能Wg、饱和电流Is都随温度变化，偏置电压也改变。计算结果如下表，而相应的二极管阻抗的频率特性如上图（DC偏置条件影响电容和电阻，从而影响AC特性。）多年来，已经开发出一系列大信号和小信号双极和单极晶体管模型。扩展到RF-MW频率和高功率应用的需求时，必

6、须考虑许多重要的二级效应，诸如低电流和高注入现象。故须以改进的BJT电路表述。721 大信号BJT模型静态Ebers-Moll模型(最流行的大信号模型之一),对于理解基本的模型要求和把它扩展到更为复杂的大信号模型，以及导出大多数小信号模型，它是不可缺少的。图74表示出一般的NPN晶体管连同在所谓注入方案下相关联的Ebers-Moll电路模型。72晶体管模型如图存在在正向和反向极件下连接的两个二极管，双二极管的Ebers-Moll方程取以下形式：二极管电流：反向的集电极和发射极饱和电流IGS、 IES与饱和电流Is关系：对于正向和反向激活模式，电路模型可以简化：正向激活模式(VCEVCEsat=

7、0.1V,VBE 0.7V)：具有基极发射极二极管IF导电和基极集电极二极管处于反向(即VBE0V)，我们推断：IR 0并且RIR0。这样，基极集电极二极管和基极发射极电流源可忽略不计。反向激活模式(VCE-0.1V,VBC 0.7V。基极集电极二极管IR导电，而基极发射极二极管是反向偏置的(即VBE1 ,C C 则正如在第6章中已看到的，这个频率与发射极集电极等时延有关。72晶体管模型最后，讨论一个包括有BJT的设计方案，在这方案中贯穿以下步骤：决定偏置条件，确定作为频率函数的输入和输出阻抗，并把阻抗值转换成相关的s参量。用于这例题中的晶体管参量归纳在表73中。由MATLAB routine

8、 ex7_4.m提供计算细节。72晶体管模型72晶体管模型72晶体管模型正如在图722(b)中看到的，即使发射极电阻和电感与模型中其他元件值比较时似乎是可忽略的，其引入却导致在整个频率范围内增益的显著下降。这再次表明在RF电路中寄生元件的影响。前面展现出从基础的SPICE模型的己知工作条件来计算晶体管小信号参量的一种方法。即使是只研究了一个简单的拓朴结构，这一方法可直接应用于更为复杂的内部结构，只需把它拆开成一组互相联系的二端口网络即可。72晶体管模型723大信号大信号FET模型模型 FET比起BJT来，具有一系列优点，但也存在某些缺点。对特定电路选择有源器件时，应当考虑到以下与FET有关的优

9、点： 表现出较好的温度性能o 噪音特性一般也是优良的。 输入阻抗通常是很高的，特别适合用于前置放大器是理想的。 漏极电流与BJT的指数形式集电圾电流相比，它表现为二次泛函特性(这样线性较好)。 频率上限常常以一显著的差额超过BJT的频率上限。 功率消耗较小. 在缺点方面，经常提到的有： 具有较小的增益* 由于高的输入阻抗，较为难于构建匹配网络。 与BJT相比，其功率使用容量偏低. 由于新器件概念和加工的改进不断地影响着晶体管性能的各个方面的。 72晶体管模型主要对非绝缘栅FET 的模拟，包括MESFET，常称为GaAsFET(英文发音为gasfet)，和HEMT两种。两者都在第6章中讨论过。图

10、723中示有基本的N沟道、耗尽型MESFET模型(带有负的阈电压)连同其转移和输出特性。 在正向(或正常)工作模式下关键的漏极电流方程由64节中所阐明的分析方法得出的线性和饱和两个区域的漏极电流，由此导出FET模型1、饱和区（VDSVGS-VT00） 式(694)给出的饱和漏极电流如下：阈电压VT0和夹断电压Vp组合 Vd=VT0+Vp 代入多项式展开，取到二次项得：则传导参量为：考虑沟道调制效应，得：其中： （第6章定义）2、线性区（0VDSVGS-VT0）同上分析得： 当VDS=VGS-VT0 即为线性到饱和的过渡，两者的漏极电流是等同的。当VDS1 导出： 得用网络分析仪，进行频率扫描，

11、直到基极电流等于极电及电流，这样得到的过渡频率代入上式便可求出C73有源器件的测量有源器件的测量73有源器件的测量有源器件的测量上例可应用于低和中等频率，但当频率达到1GHz以上时，情况变得更为复杂。此时不能忽略Miller效应，必须求助于S参量的测量。见下例：73有源器件的测量有源器件的测量此例说明：一旦频率超过此例说明：一旦频率超过100MHz，必须考虑反馈效应。，必须考虑反馈效应。许多制造商只凭借S参量特性。利用适当的测试固定架或夹具并依靠网络分析仪，测量在一定偏置条件和工作频率下的S参量，这样的处理方法大为简化了BJT特性的确定。73有源器件的测量有源器件的测量733 场效应晶体管参量

12、的测量 由于GaAs MESFET在许多射频电路中有突出表现，在此对它的参量提取做较为密切的考察。对于HMET，因为其电路模型相同，所以可以同时处理这两种情况。第6章中已导出过在线性区的漏极电流的基本方程如下：MESFET和HMET的区别在于阈电压的定义：对于饱和区：利用式(755)，由此作出漏极电流的平方根对外加栅极源极电压VGS的变化曲线，就可容易地求出传导参量和阈电压VT0。73有源器件的测量有源器件的测量为得出传导参量和阈电压VT0一个MESFET的测量装置示于图731中。阈电压是被间接确定的，通过设置两个不同的栅极源极电压VGS1和VGS2，而保持漏极源电压不变，即 ，使晶体管工作于

13、饱和区。由两次测量的结果，得出：因为假定沟道长度调制效应可忽略；因此所测量的电流接近于由式(755)给出的饱和漏极电流代入上式求得如果选取 则可简化：73有源器件的测量有源器件的测量使用合适的测试固定架或夹具，并依靠矢量电压表或网络分析仪，记录与频率和偏置有关的4个S参量，这种测量极大地简化了对待测器件(DUT)的特性确定。为了对基本测量过程(也是处于网络分析仪的心脏部分)获得有价值的通彻理解。首先研究矢量电压表测量方法。74用散射参量表征器件特性用散射参量表征器件特性它的一般描述见图732所示，此装置需要有个射频信号发生器、两个双向定向耦合器、晶体管偏置网络、实物晶体管固定支架和可产生短路和

14、通路条件的配套校正元件。图中的双向定向耦合器的功能是把人射波与反射波隔离开。 实际的信号传播路径可在图732中观察到。这里矢量电压表用信道A和信道B分别记录来自有源器件输入端的入射和反射功率。取其电压幅值之比得出S11 。为了记录相位角，重要的是得到一个合适的相位参考点。由于此原因，去掉DUT而引入短路，以得到相位参考点。为保证相等的路径长度(即从信号源到信道4和从短路端到信道B)，均一传输线延伸器来完成必要的调节以达到零相位差。同一测试装置也可被用来求找正向增益S21。用开关把信道B转接到位于DUT输出一侧处的定向耦合器，这样得到输出与输入电压之比，或 S21 。此时相位调整要求用一段通路元

15、件来取代DUT，然后再次用传输线延伸器使信号路径相等。其余两个S参量，即S22和S12可通过使DUT夹具倒换，并转接偏置网络来进行测量。正如图732示意的，S参量的测量与设置适当的偏置(或Q点)和信号源的频率有关。其结果可生成一大族范围宽广的参量曲线。74用散射参量表征器件特性用散射参量表征器件特性双向定向耦合器有两个品质因数，即耦合因数cf和方向性因数df表示在主端门1或2(i=1，2）的功率对副端口3或4（n=3、4)的功率的对数比值。是指在以相等的正向和反向功率电平加到主端LJl和2的条件下，在副臂中的功率比。对高的信号分辨力，希望能有大的方向性值。定向耦合器的工作原理：参考图733(图

16、中示出一同轴线耦合器的剖视图)可得到解释。对于来自左边穿越主臂纳入射波功率，由以4分隔开的双缝将其能量藕合到标号为4的副路径中。在标号为3的方向上入射波不产生任何耦合，这是由于来自缝B和缝A的信号之间有1800的相位延迟，将整个波完全抵消了。但是，从DUT返回的反射波自右在端口2进入耦合器，随后把波能量通过标号为3的副路径耦合出去，消去所有离开端口4的波。所以，端口3提供反射波的输出而端口4记录下入射功率。74用散射参量表征器件特性用散射参量表征器件特性 更为常用的方法中采用网络分析仪。这种仪器能够处理单端口或双端口RF网络的幅值和相位。图734给出了一个简化的框图以突出其功能性。网络分析仪的优点在于：所有分立的功能单元(与矢量电压表的测量过程相关联)被合并组成单一的仪器，可对RF或MW器件进行完全自动测试。仪器的运行是由一扫频RF振荡器把RF信号加到定向耦合器上。在正向，参考信道R记录入射功率波，而信道A通过定向耦合器1(DC1)提供S11参量。与此同时，通过定向锅合器2(Dc2)记录5m参量。把开关切换到反向，参考信道R记录进入到DUT的端口2的入射功率，此时倍道B记录S22而信道A给出S12。74用散射参量表征器件特性用散射参量表征器件特性这种布置允许在校正和测试条件之间实现电子转接，可记录