电力电子课件ppt第六章

1、第六章PWM控制技术引言 PWM (Pulse Width Modulation)控制就是脉宽调制技 术：即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形(含形状和幅值)。第3、4章已涉及到PWM控制，第3章直流斩波电路采用 的就PWM技术；第4章的4.1斩控式调压电路和4.4矩阵 式变频电路都涉及到了。PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使 得实现PWM控制变得十分容易。PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装置的性能 大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分 重要的地位。PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的成功应用, 才确定了它在电力电子技术中的重要地位。现在

2、使用的 各种逆变电路都采用了PWM技术，因此，本章和第5章（逆变电路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地 认识。机电工穫紊6.1 PWM控制的基本思想重要理论基础面积等效原理冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的 环节上时，其效果基本相同。冲量窄脉冲的面积效果基本相同环节的输出响应波形基本相同/(04/(Of/ / / /0a）矩形脉冲b）三角形脉冲c）正弦半波脉冲d）单位脉冲函数图61形状不同而冲量相同的各种窄脉冲机电工裡亲(Qb)a) 69为电压窄脉冲，为电路的输入，电流丿为电路的输出，丄&丿的上升阶段,脉冲形状不同，2&丿得形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同，脉冲越窄，各了69

3、波形的差异也越小如周期性地施加上述脉冲，则响应丿也是周期性的用傅里叶级数分解后，各,&丿在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同图6-2冲星相同的各种窄脉冲的响应波形-上述原理为面积等效原理，是PWM控制技术的重要理论基础6.1 PWM控制的基本思想击如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波SPWM 波正弦波形”等效成其他所需波形，女口：Os5ms10ms15ms20ms25ms30ms所需波形等效的PWM波1(控制髒&I PUIfll的基*廈理A62 PWM逆变电路及其控制方法&$ PUIffl跟踪控制技术PUIfll整漏电踣廉其控制方济本章小结6.2 PWM逆变电路及其控制方法目

4、前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。本节内容构成了本章的主体。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆 变电路几乎都是电压型电路。6.2.1计算法和调制法D计算法+根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计 算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路 开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。+本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位 变化时，结果都要变化。2）调制法结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明工作时和V?通断互补, V3和V4通断也互补。3以t/。正半周为例，通,%v2 K%厶叫V2Br, V3和V

5、4交替通间为负。爭负载电流为正的区间，图6 4单相桥式PWM逆变电%和V4导通时，-等于路4。负载电流比电压滞后， 在电压正半周，电流有 一段区间为正，一段区A调制 电路信号波上li 载波亠机电工裡亲机电工裡亲1+R Li 叫VD.信号液严阿载波亠电路cot图66双极性PWM控制方式誉3）双极性PWM控制方式（单相桥逆变） 在叫和叫的交点时刻控制IGBT的通断+在色的半个周期内，三角波载波有正有负 所得PWM波也有正有负，其幅值只有 土 4两种电平。申同样在调制信号坷和载波信号叭的交点时 刻控制器件的通断。卡知正负半周，对各开关器件的控制规律利 咼当耳仏时，给和V4导通信号，给冷和V3关断信号

6、。-如A。，和V4通，如VQ 和VD4通，%=人。-当舛氓时，给色和V3导通信号， 给和V4关断信号。-如V?和V3通，如VD2和VD3通，uo=-Ud 0机电工程系巩极性PWM控制方式(三和林适变丿图677I VDC ZKvd5U、V和W三相的PWM控制通 常公用三角波载波c，三相 的调制信号4u、和依 次相差120。U、V和W各相功率开关器 件的控制规律相同Nvn北 ZSVD三相桥式PWM型逆变电路调制 电路V4H3VV6 I ,当件u4时，给V导通信 号，给V4关断信号，则“UN，=q/2当时，给V4导通信 号，给V关断信号，则“UN，二-4/2当给V(V加导通信号时 可能是vT (v4

7、)导通，也可能 是二极管VD(VD4)续流导通1机电工裡亲4）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）爭三相的PWM控制 公用三角波载波叫爭三相的调制信号、 陷v和Yw依次相差 120调制声 电路商67三相桥式PWM型逆变电路机电工裡亲F面以u相为例分析控制规律:11 rUrVlt c 11 rW爭当叫u叫时，给V导通信号，给 V4关断信号，U備二UJ2。爭当叫产叫时，给V4导遍信号，给 V关断信号，u備=叫/2。爭当给X（V4）加导通信号时，可能 是V导通，也可能是 VDi（VD导通。爭叫z “2和Mvn，的PWM波形只 有土 &/2两种电平。爭波形可由眈unvn，得出，当1 和6通时，当3和4通

8、时, 九产一 5,当1和3或4和6通时， ”5尸 oIt八 UN , k 牛-2陞2o ?牛 11 WK i k 11 uv 4kfOUN八oFthFHHtFtFFFIRinnnnnnn图6-8三相桥式PWM逆变电路波形图67三相桥式PWM型逆变电路2爭输出线电压PWM波由4 和0三种电平构成爭负载相电压PWM波由(2/3)4、(3)4和0共 5种电平组成。爭防直通的死区时间-同一相上下两臂的驱动 信号互补，为防止上下 臂直通而造成短路，留 一小段上下臂都施加关 断信号的死区时间。-死区时间的长短主要由 开关器件的关断时间决 定。-死区时间会给输出的 PWM波带来影响，使其 稍稍偏离正弦波。1

9、1 UN丞 211 rUU rW11 UN 八图6-8三相桥式PWM逆变电路波形图67三相桥式PWM型逆变电路 2图69特定谐波消去法的输出PWM波形5)特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM)爭这是计算法中一种 较有代表性的方法。申输出电压半周期内, 器件通、断各3次 （不包括0和77）, 共6个开关时刻可 控。爭为减少谐波并简化 控制，要尽量使波 形对称。2；寫先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称,(6-3)式中，%为2：况(劲)=U(COt + 7T)(6-1)生其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期 内前后1/4周期

10、以刃2为轴线对称UCDt) - 兀CDt)(6-2)爭同时满足式(6-1)、(6-2)的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为00ucot)= 工sinner几=1,3,5,F u(cot) sin ncotcot图6-9中，能独立控制的只有曰、日2和日3共3个时刻。该波形的为呦sin如+o 2(一与sin nat)dcot(64：2SU7V式中沪1,3, 5,-sin ncotdcot +J2 (-sin nat)da)t(1 2COSH6ZJ + 2cosn6Z2 2cosndz3 )确定円的值，再令两个不同的=0,就可建三个方程，联立可求得円、 电和色，这样可消去两种特定频率的

11、谐波24在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程25兀255tt2U&7tt(1 2cOSQ +2COS&2 2COS&3)(1 2cos5Q + 2cos5&2 2cos53) = 0 (1 2cos7c +2cos7&2 2cos7cif3) = 0给定嗨i；解方程可得日i、电和日3。改变时，气、电和日3 也相应改变16.2.1计算法和调制法一般在输出电压半周期内，器件通、断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外，可消去个频率的特定谐 波。k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。除计算法和调

12、制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍。2(6e 2. 2异步调制和同步调制载波=比载波频率龙与调制信号 频率兀之比，庐4 /载波和信号波是否同步 及载波比的变化情况异步调制pwm调制方式分为同步调制1.异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式A通常保持固定不变，当彳变化时，载波比馄变化的 A在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位 也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称A当信号频率较低时，磁大，一周期内脉冲数较多， PWM波形接近正弦波A当信号频率增高时，皿咸小，一周期内的脉冲数减少， 使得输出PWM波和正弦波差异变大2.同步调制载波比N等于常

13、数，在变频时使载波与信号波保持同 步的调制方式，A在基本同步调制方式中，卒变化时坏变，信号波一周 期内输出脉冲数是固定，脉冲相位也是固定的A三相电路中公用一个三角波载波，且取必J3的整数倍, 使三相输岀波形严格对称为使一相的PWM波正负半周镜对称,人应取奇数当逆变电路输出频率 很低时，也很低，fc 过低时由调制带来的谐 波不易滤除当逆变电路输出频率 很高时，同步调制时的 载波频率允会过高，使 开关器件难以承受分段同步调制A把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每 个频段内保持M亘定，不同频段的A不同A在盘高的频段采用较低的皿 使载波频率不致过高, 限制功率开关器件允许的范围A在盘低的频段采

14、用较高的皿使载波频率不致过低 而对负载产生不利影响机电工穫紊图6-11分段同步调制方式举例为防止载波频率在切换 点附近来回跳动，采用滞 后切换的方法3：在不同的频率段内，载 波频率的变化范围基本一 致，龙大约在1.42.0KHz 之间&21计算法和调治法&22异步调制勒同步调制*6.2. 3规则釆样法&2誌puim逆養电路的谐澱分析&25提高直漏电屋利用率和减少开关次數PUIfll逆变电踣多重化6. 2. 3 规则采样法按照SPWM控制的基本原理，在正弦自然采样法波和三角波的自然交点时刻控制功率开关的通断，这种生成SPWM波形 x的方法规则米样法工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量比自 然

15、采样法小得多机电工裡亲o取三角波两个正峰值之间为一个 釆样周期7；使脉冲中点和三角波一周期的中 点（即负峰点）重合，每个脉冲的中 点都以相应的三角波中点为对称，使 计算夫为简化图6-12规则采样法在三角波的负峰时刻乙对正弦信号波采 样得D点，过D点作一水平直线和三角波分 别交于A、B点，在A点时刻q和B点时刻方b 控制功率开关器件的通断这种规则采样法得到的脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近设正弦调制信号波为ur = asncort式中，&称为调制度，0以1；叫为信号波角频率，从图6-12中 得以下关系式l + asinaD 2 8/2 Tc/2因此可得(6-6)6 = (1 +a s

16、in )三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度6 为(6-7)，=丄(4 _5)=空(l_dsin0D)J三相桥逆变电路应形成三相SPWM波形，三相的三角波 载波公用，三相正弦调制波相位依次差120。设同一三角波周期内三相的脉宽分别为、和脉冲两边的间隙宽度分别为卍U、小和& w, 三相调制波电压之和为零，由式(6-6)得同一时刻- 2(6-8)由式(6-7)得37；(6-9)/u+v+/w- 4利用以上两式可简化三相SPWM波的计算机电工裡亲6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波 分量。谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标 之一。分析以双极性

17、SPWM波形为准。-同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制 方式。分析方法以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出 PWM波的傅里叶级数表达式。尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。1)单相的分析结果牢图6-13,不同a时单相桥 式PWM逆变电路输出电 压频谱图。申谐波角频率为：ncor tor(6-10)4 2 11 11110.2式中，时，=0?2?4?.；tk=2,46时,=1,3,5,n口1OILE a=l.Q60.8 01=0.5D a=0口角频率(neo co图6/3单相PWM桥式逆变电电压频谱图爭PWM波中不含低次谐波，只含及其附近的谐波以及2%、3% 等及其附近的谐波。

18、1.22）三相的分析结果公 用载波信号时的情况1.0 申图6-14,不同a时三相桥 式PWM逆变电路输出軽08 压频谱图。s爭公用载波信号时的情徑 况。* tz=1.0O T)X16) .5cf=O9111UT itit II llntlIIo iTsTSo屮曲10019.30.60.40.2n角频率ncokco图614三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图击输出线电压中的谐波角 频率为ncoc kcor(6-11)6m -+-1 m = O丄6m 一 1 m = 1,2 。4；式中,比=1,3,5,时,k=3(2m 1) 1, m=2,4,6，时，花=谐波分析小结爭三相和单相比较，共同点是都

19、不含低次谐波，一个较显著的区 别是载波角频率整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是 % 土 2 和 2% 。寺SPWM波中谐波主要是角频率为、2%及其附近的谐波，很 容易滤除。+当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对 信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波 对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和SPWM 波的谐波分析一致。6. 2.5提高直流电压利用率和减少开关次数衡量PWM控制优劣:输出波形中所 含谐波多少提高逆变电路直流电压利用率、减少开关次数可提高逆变器的输出能力V可降低开关损耗直流电压利用率逆变电路输岀交流电压基波最大 幅值心和直流电压4之比正弦

20、波作为 调制信号1J幅值不能超过、 三角波幅值梯形波作为调制信号当梯形波幅值和三角波幅值 相等时，梯形波所含的基波 分量幅值已超过三角波幅值/机电工裡亲直流电压利用率低有效提高直流电压利用率图6-15梯形波为调制信号的PWM控制三角化率S =UJU&描述梯形 波的形状 s=0时梯形波变为矩形波 s=l时梯形波变为三角波 梯形波含低次谐波，调制后 的PWM波仍含同样的低次谐波低次谐波产生的波形畸变率 为d s不同时，d和直流电压利 用率n/Z也不同图6T6 s变化时的/和直流电压利 用率图6-16 d和皿 /%随S变化的情况 s二0. 8左右时谐 波含量最少，但直流 利用率也较低 s二0.4时，

21、谐波 含量也较少，d约为3. 6%,直流电压利用 率为1.03,是正弦波 调制的1.19倍，综合 效果较好机电工穫紊图6-17 s变化时的各次谐波含 量图6-17, s变化时各次 谐波分量幅值m和基波幅 值m之比用梯形波调制时，输出 波形中含5次、7次等低次谐 波，是梯形波调制的缺点实际使用时，当正弦波 调制不能满足输出电压的要 求时，改用梯形波调制，以 提高直流电压利用率机电工裡亲谐波的同时尽可能提高 直流电压利用率，并尽 量减少器件开关次数对两个线电压进行控制， 适当地利用多余的一个自 由度来改善控制性能仍是对相电压进行控 制，但控制目标却是 线电压相电压控 1目对线电压控制方式，制方式1

22、控制目标为相电压k /ocotWrlU UukOcot图6/8叠加3次谐波的调制信号 g不超过三角波载波最大值在相电压调制信号中叠加适 当大小3次谐波，使之成为鞍形 波，经过PWM调制后逆变电路输 出相电压中也含3次谐波，且三 相的三次谐波相位相同合成线电压时，各相电压3次 谐波相互抵消，线电压为正弦 波在调制信号中，基波4正峰值附近恰为3次谐波43的负半波，两者相 互抵消门，耳3成为鞍形波，其中含幅值更大的基波分量U 的最大值图6-19线电压控制方式举例除可以在正弦调制 信号中叠加3次谐波外， 还可叠加其他3倍频于 正弦波的信号，也可叠 加直流分量，都不会影 响线电压给正弦信号叠加的 信号州

23、,既包含3倍次谐 波，也包含直流分量， 大小随正弦信号的大 小而变化机电工穫紊设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为 WrUfr V1和r W19并令Up 二 _min(ui卫rVl，rWi)_ (6-12)则三相的调制信号分别为wrU = MrUl +%pWrV = MrVl + up rW = wrW 1 + %p(6-13)乞VI和乞W1幅值的大小，U、4v不论纸1、1/3周期的值和三角波负峰值相等。5：机电工裡亲两相控制方式在这1/3周期中，不 对调制信号值为-1的 相进行控制，只对其 他两相进行控制 在信号波的1/3周期内开关器件不动作，可是功率器件 的开关损耗减少1/3 最

24、大输出线电压基波幅值为4,和相电压控制方法比较 直流电压利用率提高 输出线电压不含低次谐波，因为相电压中相应于的 谐波分量相互抵消的原因，这一性能优于梯形波调制方式6. 2. 6PWM逆变电路的多重化PWM多重化逆变电路提咼等效开关频率减少开关损耗减少和载波有关的谐波分量PWM逆变电路多重化联结方式变压器方式 电抗器方式5(利用电抗器联接的二重PWM逆变电路机电工裡亲NT丄Svijzr电路的输出从电抗 器中心抽头引出两个单元的载波信号错开180。-|K ；T图6-20二重PWM型逆变电路V2W2U2输出端相对于直流 电源中点N，的电压 “UN，=（U1N，+”U2N，）/ 2,已变为单极性PW

25、M 波%1uc2 z/rtJz/rV/y/WA、p 17/ 1M /AM/ ervVJlJ7 / 7 /吩f V Vt VV tV 5 2八S-电LJ-Z/LJ2N j kcoto n r1rnn uU Ucn nfl LJ U11 ULI 0“IJV 八皿A-uu cot图 6-21二重PWM型逆变电路输出波形二重化后，输出电压所含谐波 角频率仍可表示为nw+kwr,但其中 为奇数时的谐波已全被除去，谐 波最低频率在2隹附近，相当于电 路的等效载波频率提高一倍输出线电压共有0、（1/2）4、 4五个电平，比非多重化时谐 波有所减少在多重PWM逆变电路中，电抗 器上所加电压频率为载波频率， 比

26、输出频率高得多，只要很小的 电抗器就可以了湍环比较方式机电工程系三角波比较方式ir J6(do b(P叨血順f$艮踪控制方法把希望输出的波形作为指4言号，把卖际波形作为反馈信号，通过两者的瞬肘值比 较来决之逆麦电路各开关器件的通断，使卖际的输出跟滯环比 较方式(踪指令信号变化丿三角波比 较方式6. 3. 1滞环比较方式图6-22滞环比较方式电流跟踪控制举 例把指令电流产和实际输出 电流7的偏差/*-2作为滞环比 较器的输入，通过比较器的 输出控制器件V和V2的通断 V（或VDJ通时，i增大 V2 （或VD2）通时，7减小 通过环宽为2D/的滞环比较 器的控制，了就在7*+D幵口 7*-D_Z的

27、范围内，呈锯齿状 地跟踪指令电流7*图6-23滞环比较方式的指令电流和 输出电流环宽过宽时，开关动作 频率低，跟踪误差大环宽过窄时，跟踪误差 小，但开关频率过高，开 关损耗增大 0过大时，曲勺变化率过 小，对指令电流的跟踪慢 0过小时，了的变化率过 大，7*-7频繁地达到土D7； 开关频率过高图6-24采用滞环比较方式的三相电流跟踪型PWM逆变 电路，有和图6-22相同的三个单相半桥电路组成，三 相电流指令信号血*、6*、人*依次相差120。机电工裡亲u oriT4图6-24三相电流跟踪型PWM逆变电路图6-25线电压的正半o周和负半周内，都有极性相反的脉冲输出，这将使输出电压中的谐波分量增大

28、，也使负载的谐波损耗增加图6-25三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形釆用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点硬件电路简单属于实时控制方式，电流响应快不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波 和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中 高次谐波含量多属于闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特 占八、6(把指令电压/和板桥逆变电路输出电压她行比较，通过滤 除偏差信号中的谐波分量，滤波器的输出送入滞环比较器， 由比较器输出控制主电路开关器件的通断，从而实现电压 跟踪控制图6-26电压跟踪控制电路举例和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为 电压输出电压PWM波

29、形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除 时，输出电压为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡 电路決为直流信号时，沪生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正 宽负窄或正窄负宽的矩形波/为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从中 滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和/相同, 从而实现电压跟踪控制6. 3.2三角波比较方式II： =t廿一 13-|Y三相三角波 发生电路AwMW通过闭环来进行控制把指令电流产U、 和聲和实际输出电流心、 %、入进行比较，求出 偏差，通过放大器A放 大后，再去和三角波进 行比较，产生PWM波形功率开关器件开关频 率是一定的，等于载波 频率图6-2

30、7三角波比较方式电流跟踪型逆变电路6$定吋比较方式7(A为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波信号 厂和滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式输出电流所含 的谐波少不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定采样周期对指令 信号和被控制变量进行采样，根据二者偏差的极性来控制变流电路开 关器件的通断I在时钟信号到来的时刻如Y Y*,令VI关断，V2 导通，使丄减小每个采样时刻的控制作用 都使实际电流与指令电流的 误差减小厂采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的1/2X和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的 精度低一些6puim的基本底理 &2 PUJfl

31、l逆变电路及其控制方法 6” puim跟踪控制技术A&4 PWM整流电路及其控制方法本章小结7：&/.I puim整漏电踣的工作匱理bAQ puitn整流电踣的控制方济6.4 PWM整流电路及其控制方法实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压，且其中谐波分量大， 因此功率因数很低。二极管整流电路：虽位移因数接近1,但输入电流中谐波分量很大 所以功率因数也很低。把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路,就形成了PWM整 流电路。彳控制PWM整流电路，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电 压同相位，功率因数近似为1,也称单位功率因数变流器，或高功 率

32、因数整流器。6. 4.1 PWM整流电路的工作原理1.单相PWM整流电路本芈qTV2CmQ +a)b)B =寸Q半桥电路直流侧电容必须 由两个电容串联，其中点 和交流电源连接全桥电路直流侧电容只要 一个就可以厶包括外接电抗器的电感 和交流电源内部电感，是 电路正常工作所必须的览包括外接电抗器中的电 阻和交流电源的内阻图6-28单相PWM整流电路R单相半桥电路b）单相全桥电路机电工裡亲b）单相全桥电路7(%中含有和正弦信号波同频率 且幅值成比例的基波分量，以及 和三角波载波有关的频率很高的 谐波，不含有低次谐波A用正弦信号波和三角波相比较的 方法对VjV进行SPWM控制，就可 以在桥的交流输入端

33、AB产生一个 SPWM 波A由于Zs的滤波作用，谐波电压只 使兀产生很小的脉动A当正弦信号波频率和电源频率相同时，厶也为与电源频率相同的正 弦波 理；在s一定时，乓幅值和相位仅由“AB中基波%的幅值及其与冬的相位 差决定A改变仏Bf的幅值和相位，可使兀和s同相或反相，兀比冬超前90 ， 或使与s相位差为所需角度PWM整流电路的运行方式向量图IUSSLb）逆变运行a）整流运行AB仏d)超前角为丿图6-29 PWM整流电路的运行方式向量图T爭“：乙b滞后u相角为A 和力同相，整流状态, 功率因数为1。PWM整流 电路最基本的工作状态。爭b：乙昶前溯角,押 反相力逆变状态；说明PWM整 流电丝可实现

34、能量正反两个方 向的流动，这一特点对于需再 生制动的交流电动机调速系统 很重霎图6-28单相PWM整流电路 b）单相全桥电路整流运行状态下当匕0时，由V?、VD VD、厶和、VD、VD4 4分别组成两个升压斩 波电路 V?通时，s通过V2、 VD4向4储能 V?关断时，厶中储存 的能量通过VD、VD4向直 流侧C充电企 VD2 4和V4、VD2 VD3、4分别组成两个 升压斩波电路，工作原理和冬 0时类似2. zapuimsaeK机电工程系图6-30三相桥式PWM整流电路和单相相同，该电路 也可工作在逆变运行状 态及图C或d的状态工作原理和前述的单 相全桥电路相似，只是 从单相扩展到三相进行S

35、PWM控制，在交流 输入端A、B和C可得SPWM 电压，按图6-29a的相量 图控制，可使厶、厶、4 为正弦波且和电压同相且 功率因数近似为16.4.2 PWM整流电路的控制方法有多种控制方法，根据有没有引入电流反馈可分为两种 间接电流控制、直接电流控制。1间接电流控制爭间接电流控制也称为相位和幅值控制O申按图6-2% （逆变时为图6-29b）的相量关系来控制整流桥交流输入端哇 压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为1的控制效果。机电工裡亲PIA.B.CL负载击图6-31，间接电流控制叭 的系统结构图图中的PWM整流电 路为图6-30的三相 桥式电路审控制系统的闭环是 整流器直流侧电

36、压 控制环。Usin（ft?+2W3）（RO丄2） %cos（戲亠2加/3）（D 丄 2）图631间接电流控制系统PId，三角波UR L勿11（血+2加/3） 彳伙屯1,2） u9cos（Qf+2hr/3）（Zl,2）W-图6-31间接电流控制系统结构8：学控制系统中其余部分的工作原理审图中上面的乘法器是厶分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦信 号，再乘以电阻R得到各相电流在忌上的压降URa、URb和t/Rc。审图中下面的乘法器是/d分别乘以比a、b、c三相相电压相位超前77/2的余 弦信号，再乘以电感L的感抗，得到各相电流在电感上的压降a、 “Lb 和 “Lc。各相电源相电压4、分别减去前面求得的输入电流在电阻R和电 感L上的压降，就可得到所需要的交流输入端各相的相电压蚣、和 %的信号，用该信号对三角波载波进行调制，得到PWM开关信号去控 制整流桥，就可以得到需要的控制效果。存在的问题+在信号运算过程中用到电路参数亿和心，当厶和心的运算值和实际值军 误差