低压工作的轨到轨输入／输出缓冲级放大器

1、低压工作的轨到轨输入输出缓冲级放大器A low voltage rail-to-rail input/output buffer amplifierWANG Wei-zhi(Instituteof Microelectronics, Tsinghua University,Beijing 100084, China ): A low voltage rail-to-rail input/output CMOS buffer amplifier is proposed. This amplifier achieves a DC gain of 87.7 dB and a unity gain f

2、requency of 3.3 MHzwhen biased with a 60 a A current and a 5 V supply voltage, and the power dissipation is 579 a W. Used as a unity gain buffer, its slew rate achieves 2.8 V/ a s, driving a capacitive load of 10 pF. A THD equal to 53.2 dB is obtained for a 3 VPP 10 kHz input sine signal. This ampli

3、fier was fabricated withCSMC 0.6-a m CMOS mixed-signal technology.Keywords: rail-to-rail；amplifier ；low voltage ；CMOS1 轨到轨放大器概述轨到轨放大器是一种可以在VDD到VSS的共模电压范围(通常称为轨到轨的电压范围)内正常工作的放大器 1 。由于电源 电压随着工艺特征尺寸的减小而迅速降低， 传统结构的放大器的 输入 / 输出范围也随即减小，因而信号的信噪比也相应地变小； 为了得到足够的信噪比，放大器要求能够处理轨到轨的输入 / 输 出电压范围。基于这个想法，国外从 90 年代起

4、，就开始了轨到 轨放大器结构的设计和研究 1 。通常，轨到轨放大器是采用互 补差分输入级和 Class-AB 输出级构成的多级放大器 1 。互补差 分输入级和 Class-AB 输出级能够处理轨到轨的电压范围，而且 Class-AB 输出级具有较强的负载驱动能力和效率，因此这种放 大器可以用作模拟电路的输出缓冲级。1.1 互补差分输入级互补差分输入级实际上就是同时采用NMO差分输入对和PMO差分输入对实现的输入结构，如图 1所示。当输入共模电 压接近VSS时，只有PMOS差分对工作，NMO差分对截止；而当 输入共模电压接近 VDD时，则只有NMO差分对工作，PMO差分 对截止。假如电源电压 V

5、SUP(即VDD-VSS大于VGSP+VGSN+2VDSA则互补差分输入级中的 NMO差分对和PMOS 差分对在输入电压为 VSUP/2附近同时开启，并且能够处理轨到 轨的输入电压；假如 VSUP小于VGSP+VGSN+2VDSA则互补差分 输入级中的NMO差分对和PMO差分对在输入电压为 VSUP/2附 近同时截止，出现“死区” 1。如果 NMO差分对和PMOSI分 对都工作在强反型区， 则根据上述分析可以得到这样的轨到轨输 入级最低工作电源电压为：V=V+V+2V( 1 )为了获得较高的增益，同时不增加式( 1)中的最小电源电 压VSUP,min,互补差分对输入级的负载通常都是折叠结构的

6、Cascode电路，如图1中的晶体管 M5-M12其中M5-M8构成了高 精度的低压Cascode电流镜，M11和M12构成的电流源产生2ISS 的电流。因为PMOS差分对和NMO差分对交替开启，所以互补差分输 入级的输入参考电压偏移 VOS随着输入共模电压的变化而变化， 影响了输入共模抑制比 CMRR如式(2)所示。 VOS主要受到 PMO差分对和NMO差分对的阈值电压失配 VTHP VTHN和 尺寸失配 (W/L) P、 (W/L) N,以及电流镜阈值电压失配 VTH和尺寸失配 (W/L)的影响。在轨到轨共模电压范围内， 互补差分输入级 VOS的最大值如式(3)所示，其中VGS,eff 表

7、示输入管的等效驱动电压 1 。当轨到轨放大器作为缓冲级时， 随着输入共模电压变化而变化的失配将会导致波形失真。 对称的 版图，差分输入对、尾电流源和电流镜采用较大的 W/L以及较小 的过驱动电压可以减小失配带来的影响 123。CMRR(=2) V=A V=A V+A V+ V+2( 3)互补差分输入级的输入参考噪声(只考虑热噪声和闪烁噪 声)则主要由两个差分输入对 M1-M4电流源M11-M12和电流镜 M5-M6的噪声决定。增大的输入差分对跨导、减小电流镜和电流源的 W/L 可以降低放大器热噪声。1.2 Class-AB 输出级图 2 所示的 Class-AB 输出级能够达到轨到轨的输出电压

8、范 围，并且相比于 Class-A 输出级能够获得较大的输出电流和较小 的静态电流， 因而具有近似于 Class-B 输出级的功效 (功效定义 为输出信号平均功耗除以输出级静态电流功耗 1 )；而输出级 栅上的电压VAB所产生的静态电流使得输出晶体管在没有静态 工作时仍然开启，从而消除了 Class-B 输出级的交越失真 1 。 该输出级的最小工作电压为：V=V+V+V(4)对于 Class-AB 输出级的设计来说，通常要求输出灌电流 Ipush 和拉电流 Ipull 不受到电源电压和工艺波动的影响，同时 要求输出级静态电流IQ (输出电压处于静态工作点的电流)比 较小并且也与电源电压和工艺波

9、动无关。图 2 所示的 Class-AB 输出级灌电流Ipush (即M1的漏电流ID1)由M1-M4的栅源电压 决定，拉电流Ipull (即M5的漏电流ID5)由M5-M8的栅源电压 决定，如式( 5)到( 7)所示，假设晶体管工作在饱和区。V=V+V-VV=V+V-(V 5)E C (6)=V-V =V-V( 7)对于M2-M8的栅源电压来说，有：V+V=+=2V( 8)V+V=+=2V（9）KV-V+KV-V=I （ 10）彳假女口 IB1=IB4 , K5/K1=K6/K2=K7/K3=K8/K4,贝V将式（5）至U（ 9）带入到（ 10）可以得到：1+-+1+-=I/K （11）静态

10、工作时，ID8=ID4=IB2/2，如果 VGS7=VGS8即：I/K=I/2K（12）则VGS5=VGS6此时输出级的静态电流IQ （即静态工作时的ID5）为：I=I （13）将式（ 12）和（ 13）带入（ 11）可以得至 Ipull 、 I push 与IQ 的关系：1+-+1+-=2IK/K （14）由式（13）和（ 14）可以看至，图 2所示的 Class-AB 输出 级灌电流 Ipush 和拉电流 Ipull 不会受至电源电压和工艺波动的 影响；而静态电流IQ也可以精确控制，与电源电压和工艺波动 无关1 。2 低压轨至轨放大器的设计 传统的轨至轨放大器作为缓冲级时主要有两个缺点：第

11、一是互补差分输入级的总跨导随着输入共模电压的变化而变化， 如图 1 所示； 这将导致放大器增益也随之变化。 假设放大器增益为 A， 则当共模电压在 VSUP/2附近时放大器增益将增大为 2A;在这两 种情况下对于单位增益负反馈的缓冲级来说输出电压 vo 分别如 式（ 15）和（ 16）所示。v=1-v （ 15）v=1-v （16） 于是在整个共模输入范围内由于增益变化导致的输出电压 波动可以推导如式（ 17）所示。较高的开环增益可以减小增益波 动带来的失真。此外，增益的波动还会减小放大器的相位裕度， 影响缓冲级的瞬态特性。（17） 第二个问题是互补差分输入级虽然可以实现轨到轨的输入 电压范围

12、，但是限制了电路的最低电源电压。VV+3V（ 18）本节针对上述问题，提出了一种新型CMO低压轨到轨输入/ 输出模拟缓冲级放大器，其最低工作电压不仅可以达到VNF,SUP,min,如式（18），而且通过动态电流的控制能够在轨 到轨输入共模电压范围内获得恒定的跨导。2.1 电平移动输入级和电流镜输出级 采用背栅驱动差分对或者浮栅输入差分对可以在低压下获 得轨到轨的输入范围，然而对于标准的CMO工艺来说，贝V更多地采用电平移动技术 45 。本文利用电平移动技术所设计的低压轨到轨放大器电路如图 3所示。其中，晶体管M1-M4电阻RN1 RN2 RP1、RP2和尾电流源M17 M18构成了低压轨到轨输

13、入级(M21 M22 M24 M25 尺寸相同，M19 M20 M23尺 寸相同)； M5-M15构成了电流求和电路； 低压轨到轨输出级则由 M25 M26 RC1 CC1 RC2和 CC2构成。图3( b)是为输入级电平移动提供 偏置电流的动态电流产生电路 Mi1-Mi8 。根据 1 节的介绍，传统的互补差分输入级当电源电压降低 时，输入的共模电平在供电电压中心值附近会出现“死区”， 如 图1所示；动态的移动输入共模电平能够使得NMO差分对或者PMO差分对在“死区”内开启2。图3(a)中的晶体管M18-M24 电阻RN1 RN2 RP1、RP2以及随着输入共模电压动态变化的偏 置电流 IB

14、可以实现这样的电平移动。假设引入 IB 之前，跨导 gmN和gmP分别表示为 VCM的函数fN(VCM和fP( VCM ；弓1 入 IB 之后：g=fV+I?R ( 19)g=fV+I?R (20)式( 19)和( 20)意味着，曲线 fN 向左移而 fP 向右移如 图4所示；由图可见，适当调节IB、RN1,2和RP1,2的值则可以 消除“死区”。然而，为了获得足够高的输入阻抗，当输入的共 模电压趋于供电电压两端(VDD或VSS时，IB必须为零，否则 M18-M21进入线性区，输入阻抗减小到近似等于R/2 (假设RN1RN2 RP1、RP2均等于R);因此，需要额外的电路来产生上述 随着输入共

15、模电压变化的电流 IB ，而这个电路必须能在低压下 工作。图3 ( b)是本文提出的动态电流产生电路，假设晶体管 Mil、Mi2、Mi5和Mi6尺寸相同，则随着共模电压 VCMi的增大， Mi2和Mi5的漏电流ID2和ID5由0逐渐增大到ISS ;动态电流 IB恒等于ID2和ID5差的两倍。设参考电压 VR1小于VR2则随 着VCMi由小变大，IB由最初的0增大到ISS，然后又减小到0； 这样就得到了所需的动态电流IB，小信号模型下如式(21 )所 示，假设 Mi2、 Mi5 的输入跨导均为 GMi。I=4G?V- ( 21 )当VCMi为缓冲级的输入共模电压时， VCMi与单位增益负反 馈放

16、大器的正输入端 Vinp 短接，构成了正馈电平移动电路，根 据式( 19)和( 20)所描述的原理， 这样的输入级可以低压工作。 调节电压VR1与VR2的大小，可以调节动态电流的波形， 改变电 平移动的范围，从而获得恒定的输入跨导以保证缓冲器的稳定； 电平移动的大小(即：IBR)会随工艺波动而波动。正馈电平移 动输入级的共模抑制比如式(22)，Gmirror表示M19-M25构成 的电流镜的输入跨导 3 。CMRR=?(+22)当VCMi为NMO差分对的输入共模电压时，VCMi与图3中的节点 1 短接，构成了反馈电平移动电路 2 ，此时：V=V+4RG?VC- ?圯 VO -(23)假如输入跨

17、导GMi较大，则NMO差分对的共模电压与放大 器的输入共模电压 VIN,CM无关。即使输入共模电压低于 NMO晶 体管的开启电压，仍然可以设定较高的VR1和VR2使得NMO差分对正常工作；甚至不需要 PMOSI分对也能获得轨到轨的输入 电压范围。这时，电阻RN1和RN2产生的电平提升将使得动态电 流产生电路的输入管 Mi2 和 Mi5 在较低的输入共模电压下， 仍然 能够开启。反馈电平移动电路的CMR主要由电阻RN1和RN2的失配和输入管 Mi2、Mi5 的失配决定，如式（ 24）。CMRR=（+ 24）图3（a）中，M5-M15所构成的电流求和电路实现了差分到 单端的转换，关键路径 M5-M

18、7决定了电路的最小工作电压为 VTH+3VDSAT等于式（18）中的最小电源电压；相比于式（1）， 则最小电源电压降低了 VTH+VDSATClass-AB 输出级的最低电源电压如式（ 4）所示，不能在低 压下工作。 为了使得放大器达到轨到轨的输出范围， 并具有较强 的驱动能力 1 ，本文设计了一种满足低压工作的电流镜驱动输 出级：图3（ a）中M9-M12及M13-M15所构成的两条电流支路分 别驱动NMOS口 PMO輸出管M25和M26并使其在低压下满足静 态工作条件。RC1 CC1以及RC2 CC2分别对这两条输出支路进 行频率补偿。当消零电阻 RC1禾口 RC2分别大于1/gm26和1

19、/gm27 时，补偿支路引入了相平面左侧的零点，简单地表示为 3 ：此时缓冲器的阻尼系数 Z为5:?灼火 R? ( 26)如果Z大于等于1,放大器的相位裕度 PM大于70度；如 果Z小于0.6，相位裕度PM近似的等于 ：PMk 100X ?灼( 27)因而，为获得足够的相位裕度以减小小信号建立时间， 必须 增加RC和CC然而这又会限制大信号摆率。另一方面，放大器 正向转换( Slewing )和负向转换时，电流分别通过支路M26、CC2 RC2 M13和支路 M12 M11 RC1 CC1 M25,而为满足输 出管在低压下的静态工作条件(考虑到CSMCT艺中VTHP=1.02V ,这两条支路并不对称，所以为了获得对称的摆率， 要求RC1 CC1与 RC2 CC2也不对称。2.2 低压轨到轨放大器的仿真和测试采用图3 (a)和(b)构成的正馈电平移动低压轨到轨放大 器在CSMC 0.6卩m数模混合CMO工艺(NMO和PMO管的阈值 电压VTH分别为0.73V和1.02V)下进行了 Hspice仿真。供电 电压为5V (低于传统互补差分输入级所限制的 VSUP,min2.4V)，偏置电流为 60卩A,负载电容为10p