双管正激拓扑的工作原理和设计举例

1、双管正激拓扑一. 概述双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。经过实践证明， 这种拓扑的电路具有电路简单，可靠性高，元器件较单端电路容易选取等特点。是一种非常优秀的拓扑电路。二. 简介双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当两个开关管和同时关断时，磁通复位电路的两个二极管和同时导通，输入的电流母线电压 Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin的作用下励磁电流从最大值线性的减小到0,从而完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可

2、以选取相对较低耐压的功率 MOSFET管，成本低，而且较低耐压的功率 MOSFET的导通电阻小，可 以进一步提高效率。三. 应用范围双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源，中等功率的通信电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。四. 基本工作原理和关键点的波形双管正激变换器的拓扑结构如图1所示，其中Cin为输入直流滤波电解电容，Q1和Q2为主功率开关管，D1、D2和C1、C2分别为Q1和Q2的内部寄生的反并联二极管和电容， D3、C3和D4、C4分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容，不考虑Q2的漏极与散热片间的寄生电容，T为主变压器，DR和 DF为输出整流及续流二极管，

3、Lf和Co输出滤波电感和电容。(1)模式 1: t0t1在to时刻Q1和Q2关断，此时D3也是关断的。初级的励磁电感电流和漏感的电流不能 突变，必须维持原方向流动，因此C1, Ch （散热片寄生电容）和 C2充电，其电压从0逐渐上升，C3和C4放电，其电压由Vin逐渐下降。C1C3LpUC1Uc3VinUC2UC4VinIC2IC4Lp叫dtUC3UC2duC3C3dtC duCi1 dtdUc2C2 -dtC duC44 dtiC3IC1IC2iC4初始值:UC1 00， UC2 00， UC3 0Vin ， UC4 0Vin， ILp 01 M 0由上面公式可得:Uc2UC3ClC3C2C

4、4(1)在理想的模型下，G C2，C3 C4，C1 C3 C2 C4所以在t1时刻C3和C4的电压下降到0，同时C1和C1的电压上升到Vin，D3和D4将导通，系统进入下一个过程。在实际的工作中，事实上散热器的寄生电容不能忽略，这个电容将参与变压器磁通复位的过程。Q1和Q2漏极与散热片间的寄生电容的大小与漏极的面积及漏极与散热片的距离相 关。注意电容的公式:IcQ1的漏极接Vin ,散热器接地，因此此寄生电容接在直流母线电压端，其两端没有电压变化：due dVin 0，也就没有电流从此电容流过：ic 0。实际上，对于交流信号模型来说，此寄生电容相当于短路，因此在交流等效电路中可以不必考虑。Q2

5、的漏极电位在开关的过程中处于变化的状态，因此在开关的过程中，Q2S极与散热片间的寄生电容将有电流通过。 此寄生电容为Ch,其大小将影响到功率管的开关损耗。 电容值 越大，功率管漏源极电压随时间的变化率 dUds越小，从而减小了功率管的开关应力，并降dt低了功率管关断的功耗，并且低的dUds对EMI也有改善；但是在功率管开通时，电容上储存dt的能量将通过功率管放电，产生开通损耗，形成开通的电流尖峰和噪声。注意到散热器的寄生电容 Ch和C2及C4的总和大于C俐C3的和：C1 C3 C2 C4 ChC1 C3C2 C4 ChUC2UC4 Vin所以此模式结束时，C3的电压由Vin下降到0时，C2的电

6、压并不到Vin，此时由于C3的 电压为0，D3将正向偏置导通，将 C3的电压箝位于0。事实上在此过程中，当初级电压大于0即uC2 UC3时，初级变压器电感仍处于正向励磁,电流增加，而且次级电感电流将反射到初级， 参与电路的谐振。当其电压过 0后，在很短的 时间，次级整流和续注二极管换流使次级处于短路，次级电感电流将不能反射到初级， 也就不参与电路的谐振。换流结束后，初级电压小于 0,只有初级励磁电感与电容谐振。（2）模式 2： t1-t2re月 T f,k 二Ch 1(b)在t1时刻D3导通，Q1和Q2仍然为关断，此时变压器在Ch和C2及C4的作用下去磁。 变压器的励磁电流逐渐减小到 0,然后

7、反向励磁，变压器的电流过0时D3自然关断，系统进 入下一个过程。iLp i C2 iCh iC4 (1)C2ChduC2dtiC2I ChC4dUc4dtiC4LpdhpdtUC2初始值：Uc2() Uc2(t2), Uc4(0)Uc4(t2), iLp (0)1 M1在模式2过程中，变压器的电流过0前如果C2的电压上升到Vin，那么D4将导通，C2的 电压将被箝位于Vin，变压器的励磁电感在 Vin作用下去磁，直到其电流过 0后D3和D4自 然关断，然后再进入模式 3。模式3: t2-t3（C）在t3时刻D3自然关断，Q1和Q2仍然为关断，变压器在Ch和C2, C4的作用下反向励 磁，相关的

8、公式同于模式 1，仅仅是电容的电压和变压器励磁电流的初始值不同。当C2和C3电压谐振到相等时，C2和C3的电压将维持不变， 直到Q1和Q2导通、系统 进入下一个过程。第二.工作波形及讨论一个双管正激电源系统在空载、中等负载和满载时的工作波形如下图3所示。功率MOSFET为STP15NK50初级电感量为5mH前级有PFC输入电压为400V。图中，蓝色为下管 的电流波形，棕色为下管的漏源极DS的电压波形，绿色为上管的电流波形，红色为上管的漏源极DS的电压波形。I7、Vff lh*初M I OUS 1A GhZ IZOrriAChi ZOOVCh3 200VA A o o ZN(a) no load

9、Chil2口口督Ch12.QA2M l.Ops l .2弓日涵E=I!LJO|15 4tCh3ZOOYCh*Z.OAQA C*fcZ Z Z.OSA图3工作波形从图3 （ a）波形可以看出，空载时，由于没有负载的反射电流，在模式1中漏感的能量不足以在如此短的时间内抽光C1和C3的能量，上管的漏源极电压 （红色）和下管的漏源极电压（棕色）都没有上升到母线电压，这表明D3和D4的电压都没有达到0V,所以D3和D4都没有导通，系统仍停留在模式1中并且系统在模式1中完成磁能复位，然后进入模式3反向 励磁。模式3结束时，C2和C3的电压160V,小于Vin/2 。图3（b）从波形可以知道，中等负载时，当

10、开关管关断后，由于有负载的反射电流，在 模式1中反射电流和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C1和C3的能量，上管的漏源极电压迅速（红色）上升到母线电压，即C3的电压迅速下降到0, D3导通，而此时下管的漏源极电压（棕色）即C2电压则小于母线电压。此后，C2与初级电感谐振对其复位，由波形可见：电容C3的电压谐振上升。当变压器电感的电流谐振为0时，储存在变压器电感中的所有的能量转移到电容 C2。电容C2的电压达到最大值； 此后电容C2的电压谐振下降，注意 到C1电压谐振下降即C3的电压谐振上升，当电容 C2和C3的电压相等时，谐振过程停止电 容C2和C3维持电压不变。模式 3结束时，C2和C3的

11、电压200V，等于Vin/2 。图3（c）从波形可以看出，全负载时，当开关管关断后，在模式1中足够大的负载的反射电流和和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C1和C3的能量，上管的漏源极电压迅速（红色）上升到母线电压，即C3的电压迅速下降到0，D3导通，而此时下管的漏源极电压（棕色）即C2电压则小于母线电压。此后，C2与初级电感谐振对其复位，由于漏感的能量 的足够大，电容C3的电压也很快谐振上升到 Vin并箝位于此值，此时D4导通，D3和D4都 导通，变压器的励磁电感在 Vin的作用下去磁，电流不断下降，能量全部返回到输入的滤波 电解电容中，变压器的励磁电感电流下降为0时，D3和D4都自然关断，

12、系统进入模式 3。模式3结束时，C2和C3的电压220V,大于Vin/2。模式3的谐振完全结束后，在不同的负载条件下， 电容C2和C3的稳定电压随输出负载 的变化而变化，而不是通常人们所认为的恒定等于等于Vin/2。不同的负载条件下，负载反射电流和漏感的电流影响的变压器的去磁模式，从而也影响到此电压值的大小。从波形可以看出，图4所示为功率MOSFET管漏源极电压变化的斜率，非常的明显，下管（棕色）波形 电压变化的斜率 坠小于上管（红色），这表明下管总的漏源极的寄生电容大于上管。4结论 双管正激电源的磁通复位的方式随着负载的变化进入不同的工作模式。 变压器励磁电感去磁后将进入反向磁化，反向磁化结

13、束后两管的所承受的电压值并不相同。空载时，上管的电压大于 Vin/2，下管的电压小于Vin/2。中间某一个负载时，上管和 下管的电压等于 Vin/2 ;全空载时，上管的电压小于Vin/2，下管的电压大于 Vin/2。 上管与散热器的寄生电容不影响复位工作，下管与散热器的寄生电容参与谐振复位的工作过程。五.设计举例分析下面实例为输入390Vdc（ PFC勺输出），输出为28V,15A，总功率为420VW勺一款电源设计。1. 电参数设计电参数计算包含功率回路、滤波回路、反馈回路、保护回路、供电回路、驱动电路。F面分别进行计算。第一部分功率器件的选择功率器件包括：输入侧功率开关管和输出侧整（续）流二

14、极管。1、功率开关管的选取：根据拓扑形式和开关频率的要求，选择N沟道的功率MOSFE。所以主变压器实际输出的总功率为：PO 420W ,实际输出电流应为Io 15A假设 主功率变换的效率为 90%，则主功率变化原边输入功率 为28PR 467W10.9因为输入有PFC稳压电路，相当于 DC/DC部分的输入是定电压，低端为370V,高端为390V，所以输入最大电流为Imax-PIn1.26A，如果选用FDH45N5Q370Rds 0.12，因为是两个 MOS管串连，导通时消耗的功率应该为2FMos Imax Rds 1.26 0.12 2 0.3W，另外 FDH45N5 0的上升时间 500ns

15、，下降时 间350ns，在25欧输入的情况下测得的。Rjc 02C /W , R cs 0.24C /W ,Ria 40C /Wja根据双管正激拓扑结构的开关管的Vdss额定电压的要求，额定电压值要大于1倍以上最大输入电压(即390V),再考虑1.3倍左右的余量，选取500V的MOSt。开关管的正向导通电流 Id 要大于(2-3) I pk= (2-3 )X 1.21A=2.42-3.63A 。由于开关管的功率损耗一般占总损耗的30%左右，因此开关管的损耗应小于15W(322-280 )X 30%,据上述参数要求：选用仙童公司的FDH45N50F其 Ss尸500V、I d= 45A(25 C

16、) , R)s=0.12 Qo2、整流二极管的选取：考虑开关频率150K,输出电流15A,电压28.5V故输出侧的整流管选用快恢复二极 管。输入电压的最高值为：390V,变压器匝比5,则输出整流管反向最大峰值电压为390十5=78V,输出满载电流为15A,考虑1.4倍的限流，最大值为21Ao电压取2倍余量，正向导通电流IF应大于最大输出电流IO max的1.6倍。根据已知条件得：V)utmax/Dmin=186VI F1.6IO max 27.8A整流二极管的选取方案：选用FUJI系列的D92M-03(TO-247),其VR=300V, If=20A。由于选取的是快恢复二极管，导通时压降一般在

17、0.8V(125 C )左右，整流、续流管的导通损耗约为：P= 0.8 X 10=8W o第二部分滤波回路的设计滤波回路的设计包括输入滤波回路的设计和输出滤波回路的设计：一、输入储能滤波电容1 ）从功率角度：输入储能滤波电容直接影响效率和输出功率，通常正激电路，通用输入电压范围时电容取值为输入功率的1倍以上，因此，电容的容值最好取大于 1X408=408uF。2） 从耐压角度：电容的额定电压取PFC BOOS升压后的电压390V,以电容器耐压要大 于400Vdc,这里选450V的高压电解电容。3） 从纹波电流角度： 原边峰值电流1.1A X 4，所以，电解电容的纹波电流要大于4.4A。4） 从

18、频率角度：因为电源工作于150kHz,所以，电解电容的工作频率要大于150kHz。5 ）从寿命角度：电解电容在电源中为储能元件，如果损坏，电源将不能正常输出，所以，一定要选择长寿命的电解电容。因此，选取佳美工公司的KXG系列的45OV/100U铝电解电容4个并联。这款电容的参数是寿命105 C时800010000小时正常工作， 工作温度-40+105 C,体积是18X 40mm纹波电流是100kHz下是1800mA用四个并联以后纹波电流为7.2A，是满足要求的。二、输出储能电容:因为前级加了 PFC稳压电路，所以变压器输入最高电压为370V，因为变压器匝比为5:1,频率为150kHz,周期为6

19、.7卩s，又因输出电容 ESR0.03V ,Ulin U，其中 Ulin 37074V , Udt528.5V , L20 H ,U 4.4m T红宝石的 YXF35V1000UF电解电容的单个 ESR为0.048 Q (20 C 100khz)，故应选择 12dt DT 0.45 6.73 s，所以 di 6.825A，故 ESR。经选型,只并联。实际应用中由于布板问题，在整流管后放了5个，在二级电感后面放了三个,经过上一次调试，可以达到纹波电压小于50毫伏的效果。第三部分保护部分的设计保护部分的设计包括:1.28V15A 一路输出过压保护:28 VS 制图2 : 28V输出过压保护部分电路

20、原理图由于输出过压保护范围是 3236V,范围较宽，光藕的二极管饱和压降为1.1V ,所以如果输出过压点是34V的话，VD16 D仃 34 1.1 32.9V ,如果D16选30V稳压管，则D17可选用3.3V稳压管。2. 28V10A 一路的过流保护电路一（原边限流）2KVKP7CC2BV&F111nmrp1CLVINV01JTISGNDRTiCTR30输入控制2KVUCJH41-1225V3P因为已经有副边限流，所以原边限流实际起到的作用是在副边限流失效时起到防短路的作用。采用的是原边通过电阻R33/R34/R35采样，因为输出过流保护要求在1216A之间，为了防止和副边限流发生冲突，所以

21、设在17A时保护，则此时原边平均电流为11丫业 285 乂 1.45A，而峰值电流约为平均电流的4倍VIN 0.9 370即5.8A，由于UC2844的3脚保护点是1V,所以如果 R33 R34/R350.07,则3脚的电压为0.07 X 5.8 = 0.4V，如果要达到限流的效果还需要 8脚给3脚补一 个0.6V的直流电压。如果 R32=4.7KQ，贝U R31=34KD。3 .输入过压保护参数的计算通过以上电路可知,LM2904的2脚是基准2.5V ,所以要想使比较器的 1脚输出翻转为高电平，必须使3脚电压达到 2.5V。假定 R10=5.1K, R41=1K,则由公式VIN（R10R41

22、）2.5V，如果系统在输入为R11R13 R1 R5 R41R10310Vac的时候过压保护，则 VIN1.4 310434V，得 R11R13 R1 R5 1053K，即R11R13 R1 R5 263K274R ;如果供电电压为 Vcc 14V，贝U LM2904的1脚输出高电平应该为13.5V左右，如果二极管 R23的正向压降为0.7V，则由基VIN V3 13.5 V3 V3R11R13 R1 R5 R41R10R16R41R10 290Vac,则由基尔霍夫电流定律，尔霍夫电流定律，如果恢复点电压为VINV31 13.5 V$R11R13 R1 R5 R41R10R161,因为恢复点电

23、压R41R10V31 2.5V ,从而得到，R16 270K ，过压的瞬间， V3 2.67V第四部分28V供电回路的设计供电回路的设计包括启动回路和自供电回路的设计：1.启动回路的设计:2HVVCCHl 3000Vac电流密度J6A/mm2窗口系数K0.4 B1500Gauss2、磁材选择功率变压器所用铁芯应选用高卩i、低损耗、高 Bs材料。目前，软磁铁氧体因具备以上要求而被广泛应用，在此选用TDK的 PC40材质，参数如下MATERIAL CHARACTERISTICSjior Transformer and Chok)MaterialPC4O1 ni tial pertneabiliiy

24、239025Ar叩litude permeabilitypa3000 mi ri.25七12G25kHze(rc00Cote loss volume density Cc re lo&s)1B=O0hiT|si n 与 waveioq70PbvkWW12(71：SB60010CkHz60C450sine wave1CXTG4W12CTC500SUirationfluxdensity*25510Bsmlecrc450ioa=39012035025C95PeHYianent ffux densiVBrmTarc65100X；55120CSO25C14.3Coerdve force1HeAmarc1

25、0.31OGACas120C8CurieTcC21SDensitfct如nW430sBeetrical resistivity-pvl*rn6.5*50加曲 5On?本设计选择 B= 0.15T=1500Gs(仃=10000GS)3、磁芯规格选取用面积乘积法计算:AP Aw Ae2POmaX Dmax 10 (cm2)2 427.5 0.67 106BJKfs1500 6 0.4150000 0.9(Cm4) 1.18(Cm2)3.46(cm2)，磁所以，选用 GU42X 29磁心骨架，具有窗口面积大Ajcm2) 1.73 2心中心柱截面积大 Ae(cm2)2.67 (cm2)的特点。4 4G

26、U42X 29的AP值为2.398cm，其值大于计算所需 AP=1.515 cm 值。PQ32/30参数如F表：磁芯窗口面积：Aw3.462 cm每匝长度：Le6.84cm体积：Ve18.23 cm每匝电感量：Al8500n H/N2最大损耗：Pc (maXW4、变压器初、次级匝数:计算变压器匝比NpVi n(mi n)1V,VL 0.2V Dmax=0.45NS Vs/Dmax VD VlNsNp 23n5，取5匝。5变压器初级匝数：nV0 max108Np23 ,f BAe取 Vs=Vo+V+VL=28.5 , VD变压器次级匝数:变压器初级电感量：8500nH/N 2* (23N) 2=

27、4.5mHo23匝，次极5匝。根据实际绕制情况，仍然取初级5、计算线径1)、计算初、次级电流的有效值:初级峰值平均电流：IpPoVin (min) D(ma为2.84(A)初级电流的有效值：Ip(rms) Ip V. D max 1.9(A)次级电流的有效值：Is Io , D max 10(A)2 )、变压器绕组导线线经：原边绕组截面积：Awp1 - 346 mmJ根据上述计算数据须采用裸线径0.21mm的漆包线35根并绕绕置，但由于在温度0.20(mm)，而 150000100 C、工作频率为150KHZ时铜线的集肤深度:0.21*35mm大于5咅的集肤深度，可采用 35根0.25mm的漆包线绕置，绕置两层，n=20则. 2电流密度为4A/mmI2副边绕组截面积Awp2 1.26 mmJ同上，取70根0.21mm的漆包线并绕，绕置两层n=7。则电流密度为5A/mm。第二部分输出电感器的设计在电流连续模式中，电感中纹波电流通常较小， 线圈交流电损耗和磁芯损